一种接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统

技术领域

本发明涉及无线充电领域，特别是涉及一种接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统。

背景技术

目前电动汽车无线充电技术主要采用恒流恒压(Constant Current-ConstantVoltage，CC-CV)两段式相结合的充电方式。为了能够快速平稳的从恒流充电模式切换到恒压充电模式，往往采用加入DC-DC变换器、变频控制以及移相控制等复杂的控制方法。但是这几种方法大多需要发射端与接收端之间的通信，大大增加了系统的控制难度和成本。

发明内容

本发明的目的是提供一种接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统，以解决系统控制难度及成本高的问题。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统，包括：逆变器、LCL-S型谐振补偿网络、T型谐振补偿网络、F型谐振补偿网络、整流器以及充电负载；

所述逆变器与所述LCL-S型谐振补偿网络的输入端相连接；所述逆变器用于输出交流电压源作为所述LCL-S型谐振补偿网络的输入激励；

所述LCL-S型谐振补偿网络的输出端与所述T型谐振补偿网络级联，进入恒流充电模式，所述T型谐振补偿网络连接所述整流器；

在所述T型谐振补偿网络中增加电容C

可选的，所述LCL-S型谐振补偿网络，具体包括：发射侧补偿网络以及接收侧补偿网络；

所述发射侧补偿网络包括补偿电感L

所述接收侧补偿网络包括接收线圈自感L

可选的，所述T型谐振补偿网络，具体包括：电感L

所述电感L

可选的，所述F型谐振补偿网络，具体包括：

在所述T型谐振补偿网络的基础上，所述电感L

可选的，检测所述充电负载两端的实时电压U

可选的，断开所述开关S

在所述恒流充电模式下，接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统的输入阻抗为：

可选的，闭合所述开关S

在所述恒压充电模式下，接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统的输入阻抗为：

根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：本发明提供了一种接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统，通过控制切换开关对接收侧补偿电容进行切入切出，改变接收侧谐振补偿电路的拓扑结构，从而实现恒流模式到恒压模式的切换充电。本发明在恒流和恒压充电阶段系统均能够保持零相角(Zero PhaseAngle，ZPA)ZPA状态，几乎没有无功功率的引入，且不需要发射侧和接收侧之间的通信，降低了系统的控制难度和成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统电路图；

图2为LCL-S型谐振补偿网络电路图；

图3为LCL-S型谐振补偿网络等效电路图；其中，图3中的(a)为第一LCL-S等效电路图；图3中的(b)为第二LCL-S等效电路图；图3中的(c)为LCL-S接收侧互感等效电路图；

图4为T型谐振补偿网络电路图；其中，图4中的(a)为恒压源激励的T型谐振补偿网络电路图；图4中的(b)为恒流源激励的T型谐振补偿网络电路图；

图5为F型谐振补偿网络电路图；

图6为恒流拓扑电路图；

图7为恒压拓扑电路图；

图8为LCL-S-T型恒流系统拓扑电路图；

图9为LCL-S-T型恒流系统等效电路图；

图10为LCL-S-F型恒压系统拓扑电路图；

图11为LCL-S-F型恒压系统等效电路图；

图12为开关控制逻辑图；

图13为LCL-S-(T/F)复合补偿系统SIMULINK仿真模型图；

图14为LCL-S-(T/F)型复合补偿系统实验平台示意图；

图15为恒流模式下的仿真波形图；其中，图15中的(a)为恒流模式下R

图16为恒流模式下的实验波形图；其中，图16中的(a)为恒流模式下R

图17为恒压模式下的仿真波形图；其中，图17中的(a)为恒压模式下R

图17中的(c)为恒压模式下R

图18为恒压模式下的实验波形图；其中，图18中的(a)为恒压模式下R

图19为系统充电电流和充电电压随充电负载变化的曲线图；

图20为系统的充电效率和充电功率随充电负载阻值变化的曲线图；

图21为开关切换时逆变器输出电压、电流和负载电压输出波形图。

符号说明：Z

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统，不需要发射侧和接收侧之间的通信，降低了系统的控制难度和成本。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

如图1所示，本发明提供了一种接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统，该接收侧可变电容的变拓扑结构无线充电系统为基于LCL-S-(T/F)型电路复合补偿拓扑的恒流恒压无线电能传输(Wireless Power Transfer，WPT)系统，包括：逆变器、LCL-S型谐振补偿网络、T型谐振补偿网络、F型谐振补偿网络、整流器以及充电负载；所述逆变器与所述LCL-S型谐振补偿网络的输入端相连接；所述逆变器用于输出交流电压源作为所述LCL-S型谐振补偿网络的输入激励；所述LCL-S型谐振补偿网络的输出端与所述T型谐振补偿网络级联，进入恒流充电模式，所述T型谐振补偿网络连接所述整流器；在所述T型谐振补偿网络中增加电容C

在实际应用中，图2为LCL-S型谐振补偿网络电路图，图3为LCL-S型谐振补偿网络等效电路图，如图2-图3所示，

ω

ω

当系统工作频率为ω时，LCL-S型谐振补偿电路接收侧输入阻抗为：

图3中的(a)为接收侧阻抗反射到发射侧的等效电路图，可求出反射阻抗Z

根据诺顿定理，图3中(a)所示电路图可以等效为图3中(b)，此时L

图3中(c)为接收侧的互感等效电路图，将式(5)代入式(6)可求出接收线圈的感应电压为：

此时L

此外，由图3中的(a)还可求出系统的输入阻抗为：

将式(1)、(2)、(4)代入式(8)可求出系统的输入阻抗为：

由式(7)可知，负载电阻两端的电压只与高频电压源

T型谐振补偿电路输出特性分析如下：

如图4中的(a)和(b)所示分别为恒压源

ω

ω

当恒压源作为T型谐振补偿电路的激励源时，由基尔霍夫电压定律(Kirchhoff'sVoltage Law)定律可得到以下方程：

在满足(10)的条件下可求出流经负载电阻R

由式(13)可知当恒压源作为T型谐振补偿电路的激励源时，负载端输出电流

如图4中的(b)所示，当恒流源作为T型谐振补偿电路的激励源时，由KVL定律可得到以下方程：

将式(11)代入式(14)可求出负载电阻R

由式(15)可知当恒流源作为T型谐振补偿电路的激励源时，负载电压

此外还可求出恒压源激励的T型谐振补偿电路的输入阻抗为：

将式(10)代入式(16)可求出T型谐振补偿电路的输入阻抗为：

同理可求出恒流源激励的T型谐振补偿电路的输入阻抗为：

由式(13)、(15)可知，当T型谐振补偿电路输入为恒压源时，对外表现为恒流输出特性，当T型谐振补偿电路输入为恒流源时，对外表现为恒压输出特性，输出的电流电压均与负载电阻大小无关，满足充电负载对恒流恒压输出特性的要求。此外由式(17)、(18)可知系统输入阻抗呈纯阻性，电流电压满足ZPA特性要求。

F型谐振补偿电路恒压输出特性分析如下：

由补偿电容C

经计算，F型谐振补偿电路的输入阻抗为：

由式(21)可以看出当满足Γ＝0，且Λ＝0时，输入阻抗为纯阻性，可以得到：

将式(23)代入式(19)、(21)可化简为：

由式(24)可知系统的输出电压只与L

由上述3种高阶谐振补偿电路可以发现，当谐振补偿电路参数满足特定的谐振条件时，输出会呈现出恒流或者恒压特性，且3种高阶谐振补偿电路的输入阻抗均为纯阻性，由此可以得到表1，表1为三种高阶谐振补偿电路输出特性及条件表。

表1

可见，LCL-S型谐振补偿电路以恒压源作为输入激励时，若补偿拓扑电路参数L

T型谐振补偿电路以恒压源作为输入激励时，若谐振补偿电路参数L

F型谐振补偿电路以恒压源作为输入激励时，若补偿拓扑电路参数L

基于上述LCL-S、T和F型谐振补偿电路的恒流恒压输出特性，通过控制切换开关对接收侧补偿电容进行切入切出，改变接收侧谐振补偿电路的拓扑结构，从而实现恒流模式到恒压模式的切换充电。

本发明在恒流和恒压充电阶段系统均能够保持ZPA状态，几乎没有无功功率的引入，且本发明不需要发射侧和接收侧之间的通信，降低了系统的控制难度和成本，最后通过仿真和实验验证了该方案的合理性和有效性。

本发明分别分析了恒压源

将图2所示的LCL-S型谐振补偿电路的负载电压U

为了使图6所示的恒流拓扑电路切换到图7所示的恒压拓扑电路，需要增加C

如图1所示，发射侧采用单项全桥高频逆变电路，单相逆变电路由开关管Q

逆变器输出电压的基波有效值U

整流器输入电压和输入电流与充电负载的充电电压U

其中，U

假设逆变器移相角为π，则整流相关电路的等效电阻R

因此整流器和负载电路等效总电阻为：

R

当开关S

用受控电压源表示发射线圈与接收线圈的互感电压，R

根据图9可列出其电路的KVL方程为：

对LCL-S型谐振补偿电路分析可知，LCL-S-T型恒流补偿拓扑电路参数L

将式(1)、(2)、(10)代入式(31)可求出系统在恒流模式下流经等效电阻R

由式(32)可知，在系统角频率ω、互感M、发射侧补偿电感L

通过求出流过等效电阻R

除此之外，由式(31)可求出逆变器输出电流

由式(34)可知在恒流模式下系统的输入阻抗为纯阻性，系统没有无功功率输入，可以实现电流电压的ZPA特性，提高系统的充电效率。

当充电负载两端电压上升到恒流恒压切换的阈值电压时，开关S

其中，补偿电容C

C

用受控电压源表示发射线圈与接收线圈的互感电压，设

根据图11可列出其电路的KVL方程为：

对LCL-S型谐振补偿电路分析可知，LCL-S-F型恒压补偿拓扑电路参数L

将式(1)、(2)、(23)代入式(36)可求出系统在恒压模式下等效电阻R

/>

由式(37)可知，系统输出电压与等效电阻R

通过求出流过等效电阻R

除此之外，由式(36)可求出逆变器输出电流

由式(39)可知在恒压模式下系统的输入阻抗为纯阻性，系统在单位功率因数下运行，没有无功功率输入，可以实现电流电压的ZPA特性，提高系统的充电效率。

假设负载的充电电流为I

由式(1)、(2)可以求出L

将式(26)、(28)代入式(33)可求出补偿电感C

将式(41)代入式(10)可求出L

将式(42)、(43)代入式(23)可求出C

/>

由式(35)可知，C

完成充电负载从恒流充电阶段自动切换到恒压阶段是通过检测充电负载两端实时电压U

系统仿真与实验平台设计如下：

按照图1搭建了如图13所示的基于LCL-S-(T/F)型复合补偿拓扑电路仿真模型。

为了验证所提理论方案的可行性，利用Simulink仿真软件搭建仿真模型进行验证，同时对利用LCL-S型与T/F型复合连接的补偿拓扑电路实现恒流恒压输出的WPT系统进行实验验证。搭建了一套充电电流为1A，充电电压为24V的无线充电系统实验平台，其实验平台如图14所示。控制器主控芯片采用TI公司生产的TMS320F28335处理器，逆变器由型号IRG7PH42UD1构成的单相全桥逆变电路，接收端整流器选用由SCS240AE2快恢复二极管构成的全桥不可控整流电路，发射线圈和接收线圈由高频利兹线绕制而成。补偿电容采用聚丙烯薄膜电容，补偿电感由利兹线和EE65磁芯绕制而成，实验中采用滑动变阻器模拟电池充电过程中的内阻变化，无线充电系统实验平台的具体参数如表2所示，表2为实验系统参数表。

表2

/>

仿真与实验结果分析如下：

首先，在Simulink仿真软件中搭建如图8所示的恒流模式仿真模型，对恒流充电阶段情况进行仿真验证。图15所示的恒流充电模式下充电负载R

同时，在相同的实验参数设置的条件下，搭建实验平台对恒流充电模式情况进行实验验证。实验通过逐渐增加电阻性负载阻值的方法模拟电池在充电过程中阻值变化过程，负载阻值变化范围为5Ω-24Ω。

图16所示的恒流模式下逆变器和充电负载输出实验波形，从图16中的(a)和(b)可以看出，逆变器输出电压和输出电流基本保持同相位，系统保持单位功率因数输入特性。恒流模式下，当充电负载阻值为13.6Ω时，充电电流为1.01A，当充电负载阻值为24Ω时，充电电流为1.004A，电流变化率为0.59％，充电电流几乎不受充电负载的影响，充电电流维持在1A不变，系统仿真与实验结果基本一致。

当负载电压达到额定切换电压24V时，开关动作进行补偿拓扑切换，将恒流充电阶段转换为恒压充电阶段，系统输出24V的电压对充电负载进行恒压充电，当输出电流降为截止电流时，充电结束。

首先，在Simulink仿真软件中搭建如图10所示的恒压模式仿真模型，对恒压充电阶段情况进行仿真验证。图17所示的恒压充电模式下充电负载R

同时，在相同的实验参数设置的条件下，搭建实验平台对恒压充电模式情况进行实验验证。实验中通过增加电阻性负载阻值的方法模拟电池在充电过程中阻值变化过程，负载阻值变化范围为24Ω-120Ω。

图18所示的恒压模式下逆变器和充电负载输出实验波形，从图18中的(a)-(b)可以看出，

除此之外，恒流模式下随着充电负载等效电阻逐渐增加，系统输入阻抗不断减小，逆变器输出电流逐渐增大，验证了式(34)理论分析的正确性。恒压模式下随着充电负载等效电阻逐渐增加的过程中，系统输入阻抗不断增加，逆变器输出电流逐渐减小，验证了式(39)理论分析的正确性。

图19为系统充电电流和充电电压随充电负载变化的曲线图，充电负载的取值为5～120Ω。从图19可以看出在恒流模式下充电电流从开始的1.01A下降至1A，充电电流基本稳定在1A，在恒压模式下，充电电压从开始的24V上升到27V，充电电压略有上升，这是由于在之前的理论推导中没有考虑系统中电感和电容等补偿元件以及线圈内阻，会导致系统直流电源输出值大于理论值，进而导致充电电压和充电电流会受到系统内阻的影响而在一定程度上有些许波动，但是充电电压和充电电流仍然能满足对充电负载的充电需求。

图20为系统的充电效率和充电功率随充电负载阻值变化的曲线图。在整个恒流恒压充电过程中，系统的充电效率由开始的42％上升至78％；最后下降至44％完成充电，充电功率在恒流恒压切换处达到最大值24W。(这里的充电效率指的是DC-DC的充电效率，即充电负载输出功率与逆变器输入功率之比)。

图21所示为开关S

本发明将LCL-S、T和F型谐振补偿电路进行复合重组，衍生出LCL-S-(T/F)型恒流恒压复合补偿拓扑。并通过在接收侧控制开关切换对补偿电容进行投切，完成了这种新型恒流恒压复合补偿拓扑的理论分析，然后利用MATLAB/SIMULINK仿真软件对所提理论方案搭建仿真模型进行验证，最后对利用LCL-S型与T/F型谐振补偿电路级联的复合拓扑电路实现恒流恒压输出的WPT系统进行实验验证，搭建了充电电压U

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。