一种低压大功率防反压及耐过压浪涌电路

技术领域

本发明属于机载电子设备功率电子技术领域，具体涉及一种低压大功率防反压及耐过压浪涌电路。

背景技术

传统的防电压反接电路一般采用如下两种方式：一种是电路中串联一个肖特基二极管，利用二极管的单相导通性实现电路的防反接；高功率负载下，其正向传导损耗大，需要设计散热器，增加设计成本及电路空间；另外高压肖特二极管的反向漏电流随结温的增加而急剧增加，导致反向导通过程中功率耗散增大。另一种MOS管防反接保护电路，保护用场效应管为PMOS场效应管或NMOS场效应管。若为PMOS，其栅极和源极分别连接被保护电路的接地端和电源端，其漏极连接被保护电路中PMOS元件的衬底。若为NMOS，其栅极和源极分别连接被保护电路的电源端和接地端，其漏极连接被保护电路中NMOS元件的衬底；一旦被保护电路的电源极性反接，保护用场效应管会形成断路，防止电流烧毁电路中的场效应管元件，保护整体电路。PMOS的漏源级导通电阻RDS(on)随着输入电压的降低而急剧增加，在较宽的输入电压范围内，由于RDS(on)增加而导致的功耗会降低效率。对于高功率负载，PMOS管的尺寸和成本也大大增加。NMOS串在地回路中，在开关切换或负载电流切换期间，地电压可能会存在波动。上述两种方式都不利于防反接电路的高效率及小型化。

另外，耐过压浪涌抑制一般分为无源浪涌抑制和有源浪涌抑制。无源浪涌抑制一种是采用ZnO压敏电阻器并联在被保护电器的输入端，另一种是瞬态电压抑制器(TVS)，但压敏电阻损耗大，TVS抑制时间短对于80V/50ms的连续浪涌电压，不能起到良好的抑制效果。有源浪涌抑制一种是Buck型浪涌抑制电路，该电路的两个主电路器件，体积尺寸增大，成本高，且正常电压下主负载电流流过场管和电感，影响正常状态下系统效率。另一种是双晶体管控制型浪涌抑制电路，该电路结构简单，但是P沟道MOS管导通电阻较大，在大功率场合下，开关器件通态损耗大，影响正常状态下的效率。

因此，需提供一种能同时实现低压大功率防反压及耐过压浪涌的功能的电路。

发明内容

为了解决上述问题，本发明的目的在于提供一种低压大功率防反压及耐过压浪涌电路，同时实现低压大功率防反压及耐过压浪涌的功能。

为了实现上述目的，本发明提供了如下技术方案，一种低压大功率防反压及耐过压浪涌电路，所述电路包括防反接控制回路、检波及充电回路以及反馈回路，

所述防反接控制回路用于电压防反接；所述检波及充电回路和所述反馈回路形成耐过压浪涌子电路；

所述防反接控制回路包括用于反极性保护和反向电流阻断的第一MOS管Q1、用于在反接过程中MOS管栅源电压钳位的第一三极管Q3和用于形成第一三极管Q3导通电流的第二电阻R2。

本发明所提供的低压大功率防反压及耐过压浪涌电路，还具有这样的特征，所述防反接控制回路包括第一MOS管Q1、第一二极管D1、第一三极管Q3、第二电阻R2、第一电阻R1和第四电阻R4，

第一MOS管Q1的S端、第一二极管D1的正端、第一三极管Q3的E端与直流输入正端连接；第一二极管D1的负端、第一三极管Q3的B端与第二电阻R2的一端连接；第二电阻R2的另一端与直流母线负端连接；第一三极管Q3的C端与第一电阻R1的一端以及第二二极管D2的负端连接；第一电阻R1的另一端与第一MOS管Q1的G端连接；第二二极管D2的正端连接第四电阻R4的一端形成防反接控制回路。

本发明所提供的低压大功率防反压及耐过压浪涌电路，还具有这样的特征，所述检波及充电回路包括第二MOS管Q2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第七电阻R7、第八电阻R8、第一电容C1、第二电容C2、第二稳压管D6、第一稳压管D3、第三二极管D4、第四二极管D5，

第二MOS管Q2的D端连接第一MOS管Q1的D端，第二MOS管Q2的G端连接第五电阻R5的一端，第五电阻R5的另一端、第四电阻R4的另一端、第三电阻R3的一端、第一电容C1的一端、第一稳压管D3的负端、第二稳压管D6的负端与第四二极管D5的负端连接，第三电阻R3的另一端连接第二三极管Q4的C端，第二三极管Q4的E端、第一电容C1的另一端、第二稳压管D6的正端、第九电阻R9的一端、直流输入负端与直流输出负端连接，第二MOS管Q2的S端、第一稳压管D3的正端、第三二极管D4的正端、第八电阻R8的一端与直流输出正端连接，第三二极管D4的负端与第二电容C2的一端及第四二极管D5的正端连接，第二电容C2的另一端与第七电阻R7的一端连接，第七电阻R7的另一端与方波输出器U1连接。

本发明所提供的低压大功率防反压及耐过压浪涌电路，还具有这样的特征，所述反馈回路包括第八电阻R8/R9/R6、比较器U2第二三极管Q4稳压源V1，

比较器U2的正端与第八电阻R8的另一端以及R9的一端连接，比较器U2的负端与稳压源V1的正端连接，稳压源V1的负端与直流输出负端连接，比较器U2的输出端与第六电阻R6的一端连接，第六电阻R6的另一端与第二三极管Q4的B端连接。

有益效果

本发明所提供的低压大功率防反压及耐过压浪涌电路当MOSFET关闭时，其体二极管阻塞反向电流。当MOSFET在正向传导过程中打开时，正向电压降和功率损耗显著降低。理想的二极管控制器感知通过MOSFET的反向电流，并迅速关闭它，使得体二极管阻止反向电流。这种方式可以同时实现反向极性和反向电流阻断功能，并具有高功耗、散热性能好等特点。在正常输入电压时，MOS管开通，输出正常电压；当输入电压存在浪涌时，反馈电压控制电路控制MOS管驱动，使其处于线性工作状态，抑制浪涌电压。高压、低能量尖峰由跨接在输入端的电容及瞬态抑制器吸收。余下的电路都用作处理高能量的浪涌。相比传统的几种耐过压电路，其成本低，效率高，损耗小。

本发明所提供的低压大功率防反压及耐过压浪涌电路在原理上先进、可靠，可以实现防电源反接，耐过压浪涌功能；可工作在大功率环境，损耗小，相比传统电路空间尺寸小，集成度高；并且该低压大功率防反压及耐过压浪涌电路由通用的分立元器件搭建而成，器件数量不多，无特殊要求。

附图说明

为了更清楚地说明本公开实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。

图1为本发明实施例所提供的电路原理框图；

图2为本发明实施例所提供的电路的工作流程框图；

图3为本发明实施例所提供的电路在进行防反接时的工作原理图；

图4为为本发明实施例所提供的电路在进行耐过压浪涌时的工作原理图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步的详细说明，但应当说明的是，这些实施方式并非对本发明的限制，本领域普通技术人员根据这些实施方式所作的功能、方法、或者结构上的等效变换或替代，均属于本发明的保护范围之内。

在本发明实施例的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明创造和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明创造的限制。

此外，术语“第一”、“第二”、“第三”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”等的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明创造的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以通过具体情况理解上述术语在本发明创造中的具体含义。

如图1-图4所示，本发明实施例提供了一种低压大功率防反压及耐过压浪涌电路，所述电路包括防反接控制回路、检波及充电回路以及反馈回路，

所述防反接控制回路用于电压防反接；所述检波及充电回路和所述反馈回路形成耐过压浪涌子电路；

所述防反接控制回路包括用于反极性保护和反向电流阻断的第一MOS管Q1、用于在反接过程中MOS管栅源电压钳位的第一三极管Q3和用于形成第一三极管Q3导通电流的第二电阻R2。

在部分实施例中，所述防反接控制回路包括第一MOS管Q1、第一二极管D1、第一三极管Q3、第二电阻R2、第一电阻R1和第四电阻R4，

第一MOS管Q1的S端、第一二极管D1的正端、第一三极管Q3的E端与直流输入正端连接；第一二极管D1的负端、第一三极管Q3的B端与第二电阻R2的一端连接；第二电阻R2的另一端与直流母线负端连接；第一三极管Q3的C端与第一电阻R1的一端以及第二二极管D2的负端连接；第一电阻R1的另一端与第一MOS管Q1的G端连接；第二二极管D2的正端连接第四电阻R4的一端形成防反接控制回路。

在部分实施例中，所述检波及充电回路包括第二MOS管Q2、第三电阻R3、第四电阻R4、第五电阻R5、第七电阻R7、第八电阻R8、第一电容C1、第二电容C2、第二稳压管D6、第一稳压管D3、第三二极管D4、第四二极管D5，

第二MOS管Q2的D端连接第一MOS管Q1的D端，第二MOS管Q2的G端连接第五电阻R5的一端，第五电阻R5的另一端、第四电阻R4的另一端、第三电阻R3的一端、第一电容C1的一端、第一稳压管D3的负端、第二稳压管D6的负端与第四二极管D5的负端连接，第三电阻R3的另一端连接第二三极管Q4的C端，第二三极管Q4的E端、第一电容C1的另一端、第二稳压管D6的正端、第九电阻R9的一端、直流输入负端与直流输出负端连接，第二MOS管Q2的S端、第一稳压管D3的正端、第三二极管D4的正端、第八电阻R8的一端与直流输出正端连接，第三二极管D4的负端与第二电容C2的一端及第四二极管D5的正端连接，第二电容C2的另一端与第七电阻R7的一端连接，第七电阻R7的另一端与方波输出器U1连接。

在部分实施例中，所述反馈回路包括第八电阻R8/R9/R6、比较器U2第二三极管Q4稳压源V1，

比较器U2的正端与第八电阻R8的另一端以及R9的一端连接，比较器U2的负端与稳压源V1的正端连接，稳压源V1的负端与直流输出负端连接，比较器U2的输出端与第六电阻R6的一端连接，第六电阻R6的另一端与第二三极管Q4的B端连接。

如图2-4所示，为前述实施例所提供的电路的工作原理：

如图3所示，在输入反向电压时，电流从直流母线负端输入，流经第二电阻R2、第一三极管Q3的BE端PN结，再回到直流母线正端，第一三极管Q3导通，第一三极管Q3集电极电压被拉低至近似直流母线正端电位，第一MOS管Q1的栅源电压(Ugs)即为晶体管导通电压，因此第一MOS管Q1的栅源电压(Ugs)被钳位在0.3V左右，第一MOS管Q1关断。如图3所示，第一MOS管Q1的体二极管阳极对应直流母线正端，当施加反向电压时，第一MOS管Q1截断了电流由直流母线负端经负载再返回直流母线正端的传输路径，最终使输出电压保持为0，具备防反压功能。

图4所示，在输入电压正常时，方波发生器产生高频方波，通过第七电阻R7、第二电容C2、第四二极管D5给第一电容C1充电，第二稳压管D6限制充电的最高电压，由于第一电容C1没有放电通路，电压不断积累，第一电容C1的电压给第一MOS管Q1、Q2的栅极(G极)供电，直到开启第一MOS管Q1、Q2，建立直流供电通路。R8、R9分压后反馈至运放，运放的稳压源设计值为V1，分压为V1时，运放输出电压为0V，晶体管Q4关断，当方波发生器输出低电平时，直流母线通过第三二极管D4给第二电容C2充电，直到达到母线电压；当方波发生器输出高电平时，与第二电容C2共同通过第四二极管D5给第一电容C1充电，抬高第一电容C1两端的电压，实现电容自举，建压完成后，第一电容C1上电压稳定，D4、D5处于关断状态，此时第一MOS管Q1、Q2一直导通，电路进入稳定工作状态。

出现过压浪涌时，第八电阻R8、R9分压后作为反馈输入到运算放大器U2的反向输入端，与给定电压V1作差后进行PI运算，过压持续发生，运放输出一定值电压，晶体管Q4导通，处于放大区，第一电容C1两端电压开始降低，第一MOS管Q1、Q2的栅源电压不断降低，直至进入线性区，输出电压钳位在一定范围内。

当过压浪涌消失时，分压反馈电压开始降低，当反馈电压低于给定电压V1时，运算放大器输出持续减小，直至第一MOS管Q1、Q2端电压开始减小，进而恢复到完全导通状态，电路正常输出。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。