面向非隔离三电平NPC并网逆变器的SVPWM调制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及面向非隔离三电平NPC并网逆变器的SVPWM调制方法。

背景技术

现如今，随着电力传动中电压等级不断提高，在电力电子研究领域中压大功率设备受到越来越多的重视。而在大功率电气传动领域中，变换器的成本、效率、体积和重量是评价光伏发电系统性能的重要指标。相对隔离型拓扑来说，非隔离型逆变器无需隔离变压器，结构更为简单、体积小、转换效率也更高。但由于光伏电池组与其金属框架耦合形成寄生电容，而接地金属框架与大地存在直接连接，因此光伏电池组与大地通过寄生电容形成交流通路。寄生电容大小的取值受环境(如温度，湿度，干净程度)和安装条件等因素的影响。光伏电池组经过串并联之后，其综合的寄生电容往往不可忽视。而由于缺少隔离变压器，直流侧与交流侧存在直接电气连接。根据电网的配电标准规程，逆变器所接三相变压器低压侧中性点往往直接与大地进行连接，接地阻值一般不超过4Ω。光伏板与其对地金属框架会寄生电容器，提供了直流侧的对地共模漏电流(后简称共模电流或漏电流)的流通通道，而交流侧中性点又直接接地，因此直流侧和交流侧经大地构成了寄生回路，导致漏电流问题。行业标准(VDE-0126-1-1)指出，漏电流应低于300mA。高频漏电流一方面会对变换器的工作性能产生严重的影响，另一方面也会导致辐射干扰增加，对设备和人员造成威胁，这使得非隔离型拓扑的应用有了一定的局限性。此外，电机驱动系统中的漏电流问题也有很大的危害，负载电机定子和转子间会寄生耦合电容。而高频共模电压(common-modevoltage,CMV)会通过寄生电容在电机转轴上感生漏电流。漏电流会损伤电机轴承，降低电机寿命。同时，漏电流也会触发电机驱动系统中的漏电保护，导致电机无法安全可靠的工作。

三电平逆变器的高耐压等级、低输出畸变、小电压应力等特点，使其在成为光伏发电中以及电机驱动中的重要装置。但在其应用过程中，三电平拓扑中存在的直流侧中点电位波动问题不得不引起重视。在实际运行过程中，电容参数不匹配和三相负载不对称等情况容易导致中点电位偏移。中点电位偏移会增加输出的低次谐波，降低系统效率，严重时会导致开关器件受压不均以致损伤开关器件。

另外随着各种工业领域，尤其是光伏产业对大功率变流器的需求不断增加以及半导体器件开关频率的不断提高，器件工作时产生的损耗已不容忽视，过大的开关损耗不仅会降低变流器效率，而且要求变流器具有良好的散热能力，这将增加额外的成本。因此同中点电位平衡以及漏电流问题一样，开关损耗问题也是在大功率变流器的应用中不容忽视的一个问题。

中点电位波动的抑制可以从硬件和软件两个角度进行。从硬件角度来说，可以通过两路独立的直流电源分别给分压电容供电来解决，此时，只需要保证两路电源输出电压基本一致，但这种方案显然会显著增加系统的成本和体积。而对于更高电平的拓扑来说，需要增加更多的独立电源。当然，也可以通过加入补偿电路给中点额外注入电流以实现电位的平衡，或是通过加入或改进电容对中点电位的不平衡进行抑制。但这些方案都不具有通用性，改造成本很高；而添加附加电路之后，系统体积更大，结构更为复杂，增加了控制难度。软件方案往往从调制策略出发，在不影响系统输出的前提下，选择对中点电位平衡有利的矢量将电流注入或抽出电容中点实现中点电位动态平衡。软件策略无需对硬件进行额外的改动，只需在现有调制策略的基础上进行适当的优化，因此改造成本很低，通用性很强。

漏电流抑制主要从硬件和软件两方面进行。硬件主要从改变电路拓扑、增加共模旁路电容和共模混合滤波等方面进行。硬件抑制策略往往需要改变拓扑或增加器件。首先，这不仅会导致成本和体积的增加，也不具有通用性，很难得到大范围推广。其次，器件和拓扑的改变使得系统的运行过程更为复杂，可能引发其他方面的问题，影响系统的可靠运行。软件方面主要从调制策略出发降低共模电压。相对于硬件抑制来说，软件抑制主要从调制策略设计方面实现，不需要增加新的器件或者重新设计拓扑，相对来说成本更低，更容易在现有硬件框架下实现。

开关损耗的降低思路也有两种，一种仍然通过改进硬件来实现，常通过采用损耗较小的开关器件或者运用软开关技术减少开关损耗等方面进行改进，但更换器件或改变拓扑工作量大，成本高、且不具通用性。而开关技术会使系统的控制变得更为复杂；另一种则通过优化调制策略来实现，使得开关器件在调制周期的一段时间内保持不动作，如采用不连续调制等。

综上不难看出，漏电流抑制，中点电位控制以及损耗的降低都可以通过软件和硬件两种方式解决，但是硬件的解决方法因为成本和成品难以改变的限制实现起来非常的困难。软件抑制方法通过优化或者调整调制策略来抑制共模电流，控制中点电位波动和降低损耗，不需要增加额外的设备，也不需要重新设计拓扑，所以成本比较低而且易于实现和优化，可以基于现有的硬件拓扑进行应用。但是现有的软件抑制方法主要存在以下两方面缺陷：

(1)为了抑制共模电流舍弃了大部分的有效矢量，虽然可以完全消除共模电流但是因为有效矢量的缺失导致了直流侧的电压利用率较低、输出电压THD较大且开关损耗相比于传统控制方法的开关损耗有大幅度的增加。

(2)考虑开关损耗和中点电位波动的调制算法没有考虑到共模电流的抑制问题，考虑到共模电流抑制问题的调制算法没有考虑到开关损耗的降低和中点电位的波动，但是在大功率的应用场合这三个指标必须要同时考虑。

发明内容

本发明的目的在于克服上述不足，提供面向非隔离三电平NPC并网逆变器的SVPWM调制方法，比传统方法更好的限制了共模电流，同时基于电流最大相开关不动作的思想安排开关序列，能够在保证中点电位平衡和漏电流抑制效果的基础上，最大限度的降低逆变器的开关损耗。

为了达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

第一方面，本发明提供面向非隔离三电平NPC并网逆变器的SVPWM调制方法，包括以下步骤：

漏电流抑制方法：

将单位开关周期内的共模电压变化范围限制在ΔU

开关损耗降低方法：

预设中点电位偏差控制阈值V

将中点电位与中点电位偏差控制阈值V

本发明进一步的改进在于，漏电流抑制的具体方法如下：

将空间矢量图分为六个大扇区，再将每个大扇区分为两个小扇区，再将每个小扇区划为六个子区域，分别记为S

定义区域S

将调制度m与边界条件进行比较，确定参考矢量V

边界条件的计算方法如下：

根据边界条件，确定各子区域的控制策略。

本发明进一步的改进在于，S

本发明进一步的改进在于，在单位功率因数的情况下，三相电流分别为：

其中，A相电流绝对值最大，C相电流绝对值最小；

在非单位功率因数情况下，在S

本发明进一步的改进在于，调制度m的计算方法如下：

其中，|V

本发明进一步的改进在于，S

本发明进一步的改进在于，S

本发明进一步的改进在于，S

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

本发明通过将非隔离三电平NPC并网逆变器的单位开关周期内的共模电压变化范围限制在ΔU

附图说明

图1为非隔离型三电平逆变器拓扑图；

图2为非隔离型三电平逆变器光伏并网逆变器共模等效模型示意图；

图3为传统SVPWM方法空间矢量图；

图4为LR-ILMSVM策略空间矢量图；其中，(a)为LR-ILMSVM策略空间矢量图0～30°扇区划分；(b)为LR-ILMSVM策略空间矢量图30～60°扇区划分；

图5为D1和D2区域开关序列和共模电压示意图；

图6为S

图7为S

图8为序列1-3之间加序列2进行过渡示意图；

图9为序列变化控制逻辑示意图；

图10为三相输出电流及FFT分析图；

图11为中点电位控制效果图；

图12为仿真工况下的相电压(A相)和线电压V

图13为仿真工况下的共模电压漏电流波形图；

图14为三相电流及A相开关动作情况示意图；

图15为三电平NPC实验平台示意图；

图16为逆变器输出线电压V

图17为共模电压和漏电流波形对比示意图；其中，(a)为传统方法的共模电压和漏电流波形；(b)为所提LR-ILMSVM策略的共模电压和漏电流波形；

图18为LR-ILMSVM策略输出相电压波形图；

图19为中点电压控制效果图；

图20为A相电流和A相电压V

具体实施方式

为进一步了解本发明的内容，以下结合附图和具体实施例对本发明作详细描述。应当理解的是，实施例仅仅是对本发明进行解释而并非限定。

图1为非隔离型三电平逆变器并网拓扑，逆变器直流侧N母线对地存在漏电流路径。其中，C

逆变器A，B，C三相输出和N母线的电压由各相的开关状态决定，分别用U

式中，U

定义共模电压为三相输出对负母线的输出电压的平均值，即:

从图1中可以定义共模电流为：

i

接地点n与直流侧负母线之间的电压可表示为:

将式(3)、式(4)、式(5)代入式(2)中，可得：

由式(6)可得到系统的共模等效简化模型，如图2所示。图2中不难发现，共模电压U

从前文分析可知，逆变器三相输出电压U

将共模电压U

通过式(8)易知共模电压的幅值U

传统的漏电流抑制策略执着于将共模电压限制以中矢量共模电压(3U

LR-ILMSVM策略能够在保证漏电流抑制效果的基础上，尽可能的降低开关损耗，不仅考虑了单位功率因数工况，而且根据逆变器实际运行过程中三相电流的相对大小，实现电流最大相开关不动作。所述调制策略的控制目标有三个，分别为：漏电流抑制，中点电位控制和开关损耗的降低。为实现上述三个目标，传统的扇区内小区域划分方法不再适用本文所提的调制算法。因此对空间矢量图作如图4所示的划分。

空间矢量图仍然分为六个大扇区，分别记为Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ、Ⅴ和VI。其中每个大扇区又分为两个小扇区，每30°作为一个小扇区进行讨论。为细化降低开关损耗的需求，每个小扇区划分为六个子区域，其中0～30°小扇区的子区域划分情况如图4(a)所示，分别记为S

定义区域S

其中，|V

接下来分别对各个子区域的控制策略进行讨论，由于需要首先保证对漏电流抑制效果，因此各区域的矢量选择受到序列内共模电压变化幅值的限制，进而也会影响各区域的序列排布。为了最大限度的降低系统的开关损耗，需要将各小区域分别进行讨论。

(1)S

在S

此时A相电流绝对值最大，C相电流绝对值最小。而在非单位功率因数情况下，电流最大相则可能存在不同的情况，任意相都可能为电流最大相。

考虑到非单位功率因数的情况，在S

表1S

为了对漏电流进行抑制，需要将开关周期的共模电压变化范围控制在ΔU

对于子区域S

因此，总的控制策略为：以中点电位的平衡控制为主，而开关损耗的降低为辅。设置中点电位偏差控制阈值V

(2)S

与S

同样的，S

(3)S

最后是内圈S

综上各区域所述，对于中点电位控制、漏电流抑制和开关损耗降低三个控制目标来说，各区域调制的特点如表2所示。其余各扇区的调制序列与扇区Ⅰ类似，具体的序列和开关不动作相会存在一定的区别。

表2各子区域调制特点

从前述序列设计和排布中可知，各序列内的共模电压幅值变化率都限制为U

在S

而由扇区变化或者子区域变化引起的此类的共模变化时，同样也可以从此方法进行过渡。各区域初始序列对应的共模电压值如表3所示。

表3第一扇区每个子扇区起始开关状态的共模电压

用起始状态共模电压值对序列进行编号，如表3所示，起始状态共模电压对应为2U

当检测到开关序列需要从序列3直接变化到序列1时，则不直接输出序列1，转而先输出序列2。在经过此开关周期的输出之后，当前序列实际变为序列2，如果下一序列仍然需要输出序列1，此时的序列变化为从序列2到序列1，不存在共模电压Δ2U

为对所提LR-ILMSVM策略进行验证，使用Matlab/Simulink构建了三相NPC三电平逆变器模型，带阻感负载。对所提兼顾损耗和漏电流抑制的调制策略下的输出电流及FFT分析、损耗降低、输出相电压和线电压、共模电压和漏电流、中点电位控制等五个方面进行分析，仿真参数如表4所示。

表4仿真参数

图10所示为所提方法下仿真工况的三相输出电流及其FFT分析。仿真工况下输出电流的大小为7.726A，THD为1.38％。同时，从对比试验可以看出随着负载电阻的变小开关频次及边频带谐波降低明显，两倍开关频次减少更明显，因此，该类谐波对系统的影响在大电流工况下并不明显，并不会影响逆变器输出的电能质量。

设置初始中点电位偏差，即上电容电压60V、下电容电压40V，中点电位控制门槛电压V

为验证所提策略在共模漏电流抑制上的有效性，对仿真工况下的共模电压和漏电流波形进行了仿真，如图13所示。

图13所示为所提方法下仿真工况下共模电压和共模漏电流的结果。整个调制区间的共模电压的变化范围与传统SVPWM相同，都为16V～84V，但漏电流得到了不错的抑制，两种工况下的漏电流范围都为0.1～0.18A。

为验证所提策略降低开关损耗的有效性，对调制过程中的开关管的状态进行分析。如图14所示为仿真工况下不同子区域A相开关的动作情况，图中从上往下四个图框分别代表三相电路波形、电流最大相编号、A相开关状态(2、1、0分别对应P、O、N)和扇区的子区域编号。其中t

在t

为了对所提兼顾损耗和漏电流抑制算法进行验证，搭建了三电平NPC逆变器实验平台，如图15所示。主控板由TI公司的DSP(TMS320F28346)和Xilinx公司的FPGA(XC6SLX25)构成。直流侧电压为100V，滤波电感为3.5mH，负载电阻5Ω，直流电容3300μF，实验参数与仿真保持一致，具体见表4。

图16所示为逆变器输出线电压V

图17所示为传统SVPWM和所提调制策略下的共模电压及漏电流波形对比。不难看出，与仿真结果类似，虽然所提损耗降低策略共模电压变化范围与传统SVPWM调制策略一致，但所提策略下的漏电流却得到了较好的抑制。

图18所示为LR-ILMSVM策略输出相电压波形，不难看出本文所提的LR-ILMSVM损耗降低策略存在不连续调制部分，即输出电压始终维持在某一电平。因此，所提策略是能够在一定程度上降低开关损耗的。

图19所示为所提LR-ILMSVM策略稳态下直流侧中点电位的波动情况，不难看出在中点电位波动的幅值处在所设置的中点电位控制门槛电压V

图20所示A相电流和A相电压V

本发明对漏电流产生的机理、影响中点电位的因素以及损耗降低策略的机理进行了分析。在此基础上，结合已有调制算法没有办法同时兼顾上述三个控制目标的问题，本发明对调制扇区进行重新划分，并在此基础上选择合适的开关序列，得到了一种新型的兼顾漏电流抑制，开关损耗减少以及中点电位控制的调制策略(LR-ILMSVM)。本发明所提的策略在中点电位控制和开关损耗降低两问题上进行一定的折中，最大限度的限制了大电流相开关的动作次数，实现了漏电流抑制、中点电位控制和开关损耗降低等三个控制目标。最后通过仿真和实验验证了所提调制策略在所述控制目标上的有效性。

最后应当说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细的说明，所属领域的普通技术人员应当理解：依然可以对本发明的具体实施方式进行修改或者等同替换，而未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明的权利要求保护范围之内。