一种可控整流电路及其稳压控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子和集成电路领域，特指一种可控整流电路及其稳压控制方法。

技术背景

日常生活使用中，电子系统往往需要从交流电源处汲取能量并将其转化为能够供给其它部件使用的稳定的直流电源。因此现代电源设计工作中通常会涉及到交直流转换的部分，整流电路是一种能够将输入的交流电能转换为直流电压输出的电路，其应用广泛，在隔离电源等电路设计中经常使用。

整流电路在无线电能传输、隔离电源等应用中使用时，交流电能会通过磁耦合的方式，从原边绕组传送到副边绕组，整流电路通常被放置在副边绕组之后用于将交流电能转化为直流电能。

在一些应用场景下，例如隔离开关电源等，为了保证电源在不同负载或不稳定的输入电压下有稳定的输出电压，电路通常要求根据输出电压进行反馈控制。基于现有技术的整流电路包括接在输入电压和输出电压之间的二极管和接在输出端的稳压电容，如图1所示。由于二极管是双端器件，基于现有技术的整流电路无法通过外部控制信号控制其工作状态，因此基于现有技术进行反馈控制时通常需要将根据输出电压产生的反馈信号对整流电路的输入交流电压进行控制，控制环路较长，在隔离开关电源中还需要额外的信号隔离器件将信号从副边传输回原边，增加了系统成本和复杂度。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种新型可控整流电路，可以通过外部控制信号控制其处于工作状态或者关断状态，因此在隔离开关电源等应用进行反馈控制时可以根据输出电压产生反馈控制信号对位于副边可控整流电路进行控制实现输出稳压，可以消除额外的信号隔离器件需求，同时提高控制环路的响应速度。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种可控整流电路，包括第一三极管、第一MOS管、第二MOS管、第一电阻、第二电阻、第一电容，

所述第一三极管的发射极、所述第二电阻的第一端与所述可控整流电路输入电压的第一端耦合，所述第一三极管的集电极、所述第一电容的第一端与所述可控整流电路输出电压的第一端耦合，所述第一三极管的基级与所述第一电阻的第一端耦合，

所述第一MOS管的漏极与所述第一电阻的第二端耦合，所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的漏极和所述第二电阻的第二端耦合，所述第一MOS管的源极、所述第二MOS管的源极、所述第一电容的第二端与所述可控整流电路输入电压的第二端耦合，

所述第二MOS管的栅极用于接入控制信号。

一般地，所述可控整流电路输入电压的第二端与所述可控整流电路输出电压的第二端耦合。

当控制信号使得第二MOS管导通时，应使得第一MOS管的栅源电压不满足使得第一MOS管导通的条件从而使得第一MOS管处于关断状态，进而使得作为整流器件的第一三极管的基极电流为零进入截止状态，此时无论可控整流电路的输入电压和输出电压是多少，整个可控整流电路处于关断状态，输入和输出之间没有能量传输。由于该状态下第一MOS管的栅源电压由第二MOS管的导通电阻和作为上拉电阻的第二电阻对输入电压进行分压决定，一般地，第二电阻的阻值应显著大于第二MOS管的导通电阻，优选地，第二电阻的阻值应大于第二MOS管导通电阻的10倍。

当控制信号使得第二MOS管关断时，可控整流电路的输入电压通过作为上拉电阻的第二电阻控制第一MOS管的栅源电压。当输入电压使得第一MOS管导通时，作为整流器件的第一三极管的基极电阻包括作为限流电阻的第一电阻和第一MOS管的导通电阻，在基极电阻阻值选取合适的情况下，第一三极管处于导通状态并提供足够的电流能力，可控整流电路输入和输出之间处于导通状态进行正常的能量传输。当输入电压使得第一MOS管关断时，作为整流器件的第一三极管的基极电流为零进入截止状态，可控整流电路输入和输出之间处于关断状态。可见，当控制信号使得第二MOS管关断时，可控整流电路的导通和关断由输入电压决定，此时可控整流电路处于正常的整流工作状态。

在可选的实施方式中，如图2所示，本发明可控整流电路的第一三极管为PNP型，相应的，第一MOS管和第二MOS管为NMOS型。

在可选的实施方式中，如图3所示，本发明可控整流电路的第一三极管为NPN型，相应的，第一MOS管与第二MOS管采用PMOS型。

在可选的实施方式中，如图4所示，本发明可控整流电路包括第一三极管、第二三极管、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻、第一电容、第二电容，所述第一三级管为PNP管，所述第一MOS管和第二MOS管为NMOS管，所述第二三极管为NPN管，所述第三MOS管与第四MOS管为PMOS管，所述第一三极管的发射极、所述第二三极管的发射极、所述第二电阻的第一端、所述第四电阻的第一端与所述可控整流电路输入电压的第一端耦合，所述第一三极管的集电极、所述第一电容的第一端与所述可控整流电路输出电压的第一端耦合，所述第二三极管的集电极、所述第二电容的第一端与所述可控整流电路输出电压的第二端耦合，所述第一三极管的基极与所述第一电阻的第一端耦合，所述第二三极管的基极与所述第三电阻的第一端耦合，所述第一MOS管的漏极与所述第一电阻的第二端耦合，所述第三MOS管的漏极与所述第三电阻的第二端耦合，所述第一MOS管的栅极与所述第二MOS管的漏极和所述第二电阻的第二端耦合，所述第二MOS管的栅极与所述第四MOS管的漏极和所述第四电阻的第二端耦合，所述第一MOS管的源极、所述第二MOS管的源极、所述第三MOS管的源极、所述第四MOS管的源极、所述第一电容的第二端、所述第二电容的第二端与所述可控整流电路输入电压的第二端耦合。所述第二MOS管的栅极和所述第四MOS管的栅极分别用于接入第一控制信号和第二控制信号，控制以第一三极管作为整流器件和以第二三极管作为整流器件的整流电路单元的关断或正常工作。

在可选的实施方式中，本发明可控整流电路还包括控制信号生成电路。所述控制信号生成电路根据所述可控整流电路输出电压产生接入到所述第二MOS管栅极的控制信号，当输出电压超过上限阈值电压时，所述控制信号生成电路产生使得所述第二MOS管导通的控制信号，使得作为整流器件的第一三极管处于截止状态，交流输入电压通过第一三极管向第一电容充电的路径被阻断，负载从第一电容抽取电流使得输出电压开始下降。当输出电压采样低过下限阈值电压时，所述控制信号生成电路产生使得所述第二MOS管关断的控制信号，使得交流输入电压通过第一三极管向第一电容充电的路径恢复，输出电压开始上升。当所述输出电压采样界于上限阈值电压和下限阈值电压之间时，所述控制信号生成电路产生的控制信号保持不变。在不考虑控制环路延时的情况下，该实施方式可以使得本发明可控整流电路输出电压稳定在上限阈值电压和下限阈值电压之间。所述上限阈值电压应小于所述第二MOS管保持常态关断状态下所述可控整流电路的直流输出电压。

在可选的实施方式中，本发明控制信号生成电路包括电压采样电路、第一比较器、第二比较器、SR锁存器，如图5所示。所述电压采样电路对所述可控整流电路的直流输出电压进行采样，并产生与可控整流电路输出电压成比例的采样电压，所述第一比较器的正向输入端与所述采样电压耦合，所述第一比较器的反向输入端与第一参考电压耦合，所述第二比较器的正向输入端与第二参考电压耦合，所述第二比较器的反向输入端与所述采样电压耦合，所述第一参考电压为上限阈值电压，所述第二参考电压为下限阈值电压，所述第一参考电压大于所述第二参考电压，所述SR锁存器的置位端与所述第一比较器的输出端耦合，所述SR锁存器的复位端与所述第二比较器的输出端耦合，所述SR锁存器的正相输出信号或反相输出信号为所述控制信号生成电路产生的控制信号。可选的，所述控制信号生成电路的供电电压由输出电压提供。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明所提供的可控整流电路，可以通过外部控制信号控制其处于工作状态或者关断状态，可以根据输出电压产生控制信号在实现整流功能的同时实现对输出电压的稳压控制，在不同的负载条件和输入电压条件下提供稳定的输出电压，在隔离开关电源等应用中基于本发明进行反馈控制可以消除额外的信号隔离器件需求，同时提高控制环路的响应速度。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对本申请实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本申请的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1为基于现有技术的整流电路；

图2为本发明提供的一种基于PNP三极管的可控整流电路；

图3为本发明提供的一种基于NPN三极管的可控整流电路；

图4为本发明提供的一种双相可控整流电路；

图5为本发明提供的一种可控整流电路控制信号生成电路；

图6为本发明提供的一种基于可控整流电路稳压的隔离电压转换器；

图7为本发明可控整流电路的电压电流波形图；

具体实施方式

为使本发明所要实现的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下面特举较佳实施例，并配合附图，作详细说明。

如图6所示，为实施例基于本发明可控整流电路稳压的隔离电压转换器电路结构图，包括全桥逆变电路、变压器、整流电路和负载。

所述整流电路采用本发明所描述的可控整流电路。所述可控整流电路的交流输入电压由所述变压器的副边绕组提供。可选的，所述整流电路包括如图4所描述的双相可控整流电路，以及如图5所描述的控制信号生成电路。所述控制信号生成电路产生的控制信号，即SR锁存器的正相输出信号ctrl和反相输出信号

所述全桥逆变电路包括PMOS型第五MOS管P1、PMOS型第六MOS管P2、NMOS型第七MOS管N1、NMOS型第八MOS管N2、驱动信号生成电路。P1和P2的源极与所述隔离电压转换器的直流供电电压的正极相连。N1和N2的源极与所述隔离电压转换器的直流供电电压的负极相连。P1和N1的漏级与变压器原边绕组的第一端相连，P2和N2的漏级与变压器原边绕组的第二端相连。P1、P2、N1、N2的栅极信号由独立的驱动信号生成电路提供。P1和N2组成第一桥臂。P2和N1组成第二桥臂。可选的，所述驱动信号生成电路提供的驱动信号使得第一桥臂和第二桥臂交替导通，从而使得变压器原边绕组的第一端和第二端之间的电压在VDD和-VDD之间交替切换，进而在变压器副边绕组感应出交流电压作为整流电路的输入电压。如图7所示，为本实施例基于本发明可控整流电路稳压的隔离电压转换器电路的电压电流随时间变化波形图。Vp为变压器原边绕组两端之间的电压，Vout为隔离电压转换器的输出电压，Iout为隔离电压转换器的负载电流，V