一种新型可调频低THD的AC-DC双向变换器拓扑结构

技术领域

本发明涉及隔离型开关电源技术领域，具体为一种新型可调频低THD的AC-DC双向变换器拓扑结构。

背景技术

伴随着V2G的发展，AC-DC双向变换器作为其核心受到了学术界的关注，其中使用最为广泛的AC-DC双向变换器拓扑是由前级有源PFC电路和后级双有源桥电路组成，前级PFC电路进行功率因数校正，后级双有源桥电路用来调节输出电压电流，该拓扑控制简单，易于实现，但由于其两级系统串联，效率较低且两级拓扑之间的直流母线电压需要使用大容量电容，这会使变换器体积增大，生产成本增加。所以，为了提高AC-DC双向变换器的质量和功率密度，各种单级拓扑及其控制策略成为目前的研究热点。

考虑到亚洲和欧洲国家基本上使用50Hz，而南北美洲大部分国家使用60Hz，甚至航空航天电源使用的是400Hz的交流电，所以变换器在设计时应具备逆变电压的可调频性。

双向隔离型AC-DC变频电路具有能量双向流动、网侧电流单位功率因数、体积小重量轻、功率密度高等一系列优点。由于其采用高频变压器作为输入和输出间的电气隔离，所以具备较强的抗干扰能力与较宽的升降压范围，因此获得了广大科研工作者的关注和青睐。目前，在新能源储能技术的发展中，如电池能源交互、光伏并网、电动汽车充电场合，特别是V2G系统等，隔离型AC-DC双向变频电路都具有良好的应用前景。

为了提高变换器功率密度与提升逆变电能质量，本发明设计了一种基于双向变频电路的新型单相单级式AC-DC双向变换电路。

发明内容

本发明的目的在于提供一种新型可调频低THD的AC-DC双向变换器拓扑结构，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种新型可调频低THD的AC-DC双向变换器拓扑结构，包括主电路和控制电路，主电路直流侧滤波电容Cdc、直流侧MOS管组成的全桥电路、绕制时不留存气隙的高频隔离变压器、交流侧双向变频电路电路、交流侧储能电感L、交流侧滤波电容Cac、网侧交流源，控制电路包括直流侧电压采样电路、储能电感串联的霍尔传感器、交流侧电压电流采样电路、数字控制器、光耦和驱动电路。

优选的，当变换器工作于逆变模式时，电动汽车电池内的直流电能转换为高质量的正弦交流电压送入电网，或接入任意直流源时可作为移动式电源提供任意频率的交流电压，故可选择比例积分PI控制器作为电压环的误差放大器；但是由于控制目标可输出不同频率的正弦交流电压，此时PI控制器的增益已严重衰减，会产生静态误差使得输出电压的THD过大。而针对某一特定频率时PR控制器可以获取较高的增益，所以对于交流量来说，PR控制器是明显优于传统的PI控制器。并且本发明提出的AC-DC双向变换器中使用的高频变压器在绕制时采取无气隙设计，可大幅度提升励磁电感，让变压器接近理想变压器只影响传递电压的幅值，可以使直流源发出经直流侧全桥电路调制出的两电平交流入变压器增益幅值后保持波形稳定，由于交流侧双向变频电路采用了双向可控开关单元代替MOSFET开关管，所以每一组桥臂都具有改变电流方向的能力，为PR控制提供了可能。

优选的，在逆变模式时通过PR调制方式控制双向变频电路改变流过交流侧电感电流的方向实现任意频率的高质量逆变；在整流模式时检测交流侧电感电流与直流侧输出电压幅值，通过调整开关导通占空比减少交流侧电流与电压的相位差从而降低无功功率并为负载提供稳定的电压输出，上述AC-DC双向变换器拓扑结构中，高频变压器在绕制时不留存气隙，这样可以提升励磁电感的感值，降低直流侧调制二电平传递时的电压畸变，提升逆变电能质量；

通过控制直流侧全桥电路中的S1、S2、S3、S4将直流源的单电平电压调制成固定频率二电平传入高频变压器直流侧，经高频变压器将幅值增益后的二电平电压传入交流侧双向变频电路，通过改变PR控制的输入参考频率与输出的占空比信号控制双向变频电路中的S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12以生成合适频率的低THD交流电能。

上述控制中直流侧全桥电路中S1、S4与S2、S3为互补导通开关组，每组开关导通时间为开关周期的50％。

上述控制中定义变压器交流侧输出上正下负的电压为正向，上负下正电压为负向；在基于PR控制的逆变模式下AC-DC双向变换电路有以下四种工作状态：

S1：直流侧全桥电路中S1、S4导通，为变压器传入正向电压，此时PR控制输出信号为高电平，控制S6、S12导通，交流侧电能传输路径为S6、D5、S12、D11，电感呈储能状态。

S2：直流侧全桥电路中S1、S4导通，为变压器传入正向电压，此时PR控制输出信号为低电平，控制S7、S9导通，交流侧电能传输路径为S7、D8、S9、D10，电感呈释能状态。

S3：直流侧全桥电路中S2、S3导通，为变压器传入负向电压，此时PR控制输出信号为低电平，控制S11、S5导通，交流侧电能传输路径为S11、D12、S5、D6，电感呈释能状态。

S4：直流侧全桥电路中S2、S3导通，为变压器传入负向电压，此时PR控制输出信号为高电平，控制S10、S8导通，交流侧电能传输路径为S10、D9、S8、D7，电感呈储能状态。

整流模式包含以下四种工作状态：

S5：网侧电压在正半周时，交流侧双向变频电路由S5、D6、S11、D12形成回路，经直流侧全桥电路中的D1、D4体二极管续流，为直流侧负载提供电压。

S6：网侧电压在正半周时，交流侧双向变频电路由S9、D10、S11、D12形成回路，此时电感L为储能状态，直流侧输出电压为电容Cdc提供。

S7：网侧电压为负半周时，交流侧双向变频电路由S5、D6、S11、D12导通，经直流侧全桥电路中的D3、D2体二极管续流，为直流侧负载提供电压。

S8：网侧电压在负半周时，交流侧双向变频电路由S8、D7、S6、D5形成回路，此时电感L为储能状态，直流侧输出电压为电容Cdc提供。

逆变模式下当变压器交流侧电压为正向时，使S5、S8、S10、S11保持开通；当变压器交流侧电压为负向时，使S6、S7、S9、S12保持开通，这样可以在上下半桥保护死区时间内为储能电感提供续流回路，减少尖峰电压。续流回路包括以下四种工作状态：

F1：当变压器电压为正向且电感为释能状态时，经交流侧S8、D7、S10、D9为电感组成死区续流回路。

F2：当变压器电压为正向且电感为储能状态时，经交流侧S5、D6、S11、D12为电感组成死区续流回路。

F3：当变压器电压为负向且电感为释能状态时，经交流侧S12、D11、S6、D5为电感组成死区续流回路。

F4：当变压器电压为负向且电感为储能状态时，经交流侧S9、D10、S7、D8为电感组成死区续流回路。

优选的，变换器在逆变模式下的控制方式的数学原理为

与现有技术相比，本发明的有益效果是：由于变压器绕制时没有留存气隙，直流侧变压器的励磁电感较大对逆变时电压波形影响较小，所以本发明可以在逆变模式时将直流侧电压经由S1、S4，S2、S3两组开关调制成两电平交流传入变压器，再由双向变频电路通过PR控制调制出低THD合适频率的交流电压；在整流模式时利用交流侧的储能电感模拟Boost图腾柱电路工作状态调整输出电压为直流侧提供高PF值且稳定的直流输出。相较于传统AC-DC双向多级变换器，本单级式拓扑具有逆变输出电压频率可调、电压畸变率低、功率密度更高等特点，该变换器具有较高功率密度的同时在逆变模式下配合PR控制能产生任意频率的低THD高质量的逆变电能，在整流模式下可输出高PF值的稳定直流电能。

当然，实施本发明的任一产品并不一定需要同时达到以上所述的所有优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的低THD可调频AC-DC双向变换拓扑结构的电路原理图；

图2为本发明变换器在逆变模式下的工作状态示意图；

图3为本发明变换器在逆变模式下的死区续流工作状态示意图；

图4为本发明变换器在整流模式下的工作状态示意图；

图5为本发明的数字控制系统框图；

图6为本发明运行在逆变模式时交流侧双向变频电路的驱动波形图；

图7为本发明变换器在不同频率下逆变模式的Matlab-Simulink仿真波形图；

图8为本发明变换器在逆变模式输出波形基于FFT模块分析所得THD；

图9为本发明变换器在整流模式时的Matlab-Simulink仿真波形图；

图10为本发明变换器在整流模式时输出波形基于PF值分析模块所得结果图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1至图10，本发明提供一种新型可调频低THD的AC-DC双向变换器拓扑结构技术方案：包括主电路(图1)和控制电路(图5)，结合参阅图1本发明主电路包括：直流侧滤波电路、由MOS管组成的直流侧全桥电路、高频隔离型变压器、由双向开关单元组成的交流侧双向变频电路、交流侧储能滤波电路。每个双向开关单元由两个IGBT并联二极管后共发射极串联组成，可实现电能的双向流通。

结合参阅图5本发明控制电路包括：交流与直流侧的输出电压采样与交流侧电感电流采样电路、数字控制器和驱动电路。变压器在绕制时没有留存气隙，可提升直流侧变压器的励磁电感，降低两电平电压经由变压器增幅时的电压畸变，进一步提升逆变模式输出的电压质量。

通过控制直流侧全桥电路中的高频开关S1、S2、S3、S4将直流源的单电平电压调制成固定频率二电平传入高频变压器直流侧，经高频变压器将幅值增益后的二电平电压传入交流侧双向变频电路，由PR控制输出的占空比信号控制双向变频电路中的S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12为网侧提供合适频率的低THD交流电能。下面将结合参阅图6介绍逆变模式具体工作状态：

S1[t0～t1]：直流侧全桥电路中S1、S4导通，为变压器传入正向电压，S5、S8、S10、S11导通为电感提供死区续流回路，此时PR控制输出信号为高电平，控制S6、S12导通，交流侧电能传输路径为S6、D5、S12、D11，电感呈储能状态，交流侧输出电压为上正下负。

S2[t1～t2]：直流侧全桥电路中S1、S4导通，为变压器传入正向电压，S5、S8、S10、S11导通为电感提供死区续流回路，此时PR控制输出信号为低电平，控制S7、S9导通，交流侧电能传输路径为S7、D8、S9、D10，电感呈释能状态，交流侧输出电压为上负下正。

S3[t2～t3]：直流侧全桥电路中S2、S3导通，为变压器传入负向电压，S6、S7、S9、S12导通为电感提供死区续流回路，此时PR控制输出信号为低电平，控制S11、S5导通，交流侧电能传输路径为S11、D12、S5、D6，电感呈释能状态，交流侧输出电压为上负下正。

S4[t3～t4]：直流侧全桥电路中S2、S3导通，为变压器传入负向电压，S6、S7、S9、S12导通为电感提供死区续流回路，此时PR控制输出信号为高电平，控制S10、S8导通，交流侧电能传输路径为S10、D9、S8、D7，电感呈储能状态，交流侧输出电压为上正下负。

工作状态S1、S2可以调整逆变模式下输出电压在正半周时的幅值精度，工作状态S3、S4可以调整逆变模式下输出电压在负半周时的幅值精度，四种工作状态为网侧提低THD逆变电压。

图7为本发明变换器在不同频率下逆变模式的Matlab-Simulink仿真波形图，可以看出网侧交流电压波形稳定，纹波较小，精度较高。

图8为Matlab-Simulink中自带的FFT(快速傅里叶分析)模块分析图，将交流侧波形输入FFT模块并对其中一个周期进行分解，可以发现工频为50Hz与60Hz的基波占比超过99.8％，即THD低于0.2％；由此可以得出本发明提供的新型双向AC-DC变换器搭配上述控制方式可以提供较高质量的逆变电压。

在提升交流侧功率因数的同时为直流侧负载提供稳定的电压。

图9为本发明变换器在整流模式下的Matlab-Simulink仿真波形图，可见网侧功率因数校正能力较高，且直流侧输出电压纹波小于5％，符合电动汽车充电器的国家标准。图10为交流侧的PF值分析图，通过Matlab-Simulink中的Power模块分析出网侧有功功率P与无功功率Q，再通过PF分析模块得出。PF值计算公式如下：

根据图10可得出PF值高于99％，功率因数较高。

本发明所提供的产品型号只是为本技术方案依据产品的结构特征进行的使用，其产品会在购买后进行调整与改造，使之更加匹配和符合本发明所属技术方案，其为本技术方案一个最佳应用的技术方案，其产品的型号可以依据其需要的技术参数进行替换和改造，其为本领域所属技术人员所熟知的，因此，本领域所属技术人员可以清楚的通过本发明所提供的技术方案得到对应的使用效果。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。