一种功率放大器模组的供电系统、电子设备及供电方法

技术领域

本发明涉及一种功率放大器模组的供电系统，同时也涉及包括该供电系统的电子设备，还涉及功率放大器模组的供电方法，属于射频集成电路技术领域。

背景技术

随着移动通信技术日新月异的快速发展，尤其是5G通信技术的大规模应用，对移动通信终端中射频前端模块的性能，以及应用方案的适配性和性价比等都提出了越来越高的要求。其中，功率放大器模组(Power Amplifier Module，简称PAM)是射频前端模块的重要组成部分，PAM在射频前端模块中的作用是对调制后的射频信号功率进行放大处理后输出到天线端，由天线将放大后的射频信号发射出去。

射频前端模块中功率放大器模组通常由电池电源和电源管理芯片(PowerManagement IC，简称PMIC)共同供电。其中，电源管理芯片主要包含升压式直流电源转换器(DC-DC Boost)和降压式直流电源转换器(DC-DC Buck)。通常在实际应用中，电池电源的电压范围为3.2V～5V，DC-DC Boost的电压范围为0.6V～5V，DC-DC Buck的电压范围为0.6V～3.4V。上述三种电源电压的大小及相互关系根据PAM的具体应用配置存在多种情况，因此，设计一种合理高效的功率放大器模组的供电系统来满足应用方案适配性和性价比的要求，同时解决由于不同电源电压间存在压差造成的漏电问题，以及不同电源电压间切换时可能出现的电流倒灌等问题，始终是本领域非常重要的一个技术研究课题。

在申请号为202210983560.8的中国发明申请中，公开了一种供电模块以及稳压电路。该供电模块包括预供电单元，具有电压输入端、电压输出端，当输入电压大于零时，预供电单元将输入电压转换为输出电压输出；防倒灌单元，与电压输出端连接，并且具有预压输出端和防倒灌使能端，在防倒灌使能端接收到的防倒灌使能信号为第一状态时，将输入端电压通过预压输出端输出；第一电压比较单元，与防倒灌单元连接，实时接收预压输出端的电压，并在预压输出端的电压大于预设阈值时，向防倒灌使能端输入第二状态的防倒灌信号，以使防倒灌单元禁止预压输出端的电压向预供电单元输入。

发明内容

本发明所要解决的首要技术问题在于提供一种功率放大器模组的供电系统。

本发明所要解决的另一技术问题在于提供包括该功率放大器模组供电系统的电子设备。

本发明所要解决的又一技术问题在于提供一种功率放大器模组的供电方法。

为了实现上述目的，本发明采用以下的技术方案：

根据本发明实施例的第一方面，提供一种功率放大器模组的供电系统，包括电池电源、第一电源转换器、第二电源转换器、低压差线性稳压器、第一开关、第二开关、控制电路和功率放大器单元；其中，

所述电池电源作为所述供电系统的总电源，为所述第一电源转换器、所述第二电源转换器、所述低压差线性稳压器和所述控制电路提供供电电源；

所述第一电源转换器采用升压式直流电源转换器，用于将电池电压转换为第一电压输出至所述第一开关；

所述第二电源转换器采用降压式直流电源转换器，用于将电池电压转换为第二电压输出至所述第二开关；

所述控制电路根据系统控制信号，进行逻辑运算和/或控制转换处理后输出相应的控制信号，分别控制所述第一开关、所述第二开关和所述低压差线性稳压器的工作状态；

所述第一开关和所述第二开关分别根据相应的控制信号，转换开关接通或断开的工作状态，将所述第一电压和所述第二电压中的一个电压作为第四电压输出至所述功率放大器单元；

所述低压差线性稳压器根据相应的控制信号，将电池电压转换为第五电压后输出至所述功率放大器单元；

所述功率放大器单元采用所述第四电压作为供电电压，采用所述第五电压作为偏置电压，建立直流工作状态，实现高性能的射频功率输出。

其中较优地，所述电池电源的输出端分别与所述第一电源转换器、所述第二电源转换器、所述低压差线性稳压器和所述控制电路的电源输入端连接；所述第一电源转换器的输出端与所述第一开关的电源输入端连接，所述第二电源转换器的输出端与所述第二开关的电源输入端连接，所述第一开关和所述第二开关的输出端相互连接后共同与所述功率放大器单元的供电电压输入端连接；所述低压差线性稳压器的输出端与所述功率放大器单元的偏置电压输入端连接；所述控制电路的控制信号输出端分别与所述低压差线性稳压器、所述第一开关和所述第二开关的相应控制信号输入端连接。

其中较优地，所述功率放大器单元包括至少一个功率放大器，每个功率放大器均将输入的所述第四电压作为供电电压连接至相应的异质结双极晶体管的集电极，将输入的所述第五电压作为偏置电压连接至相应的异质结双极晶体管的基极，建立所述功率放大器的直流工作状态。

其中较优地，所述第一开关和所述第二开关的电路结构相同，并且输出端相互连接；所述第一开关的电源端输入所述第一电压，控制端输入第四使能信号；所述第二开关的电源端输入所述第二电压，控制端输入第五使能信号；所述第四使能信号和所述第五使能信号分别控制所述第一开关和所述第二开关中的一个开关闭合，另一个开关关断，将闭合通路的输入电压作为第四电压输出。

其中较优地，所述第一开关包括第五NMOS管、第五PMOS管、第一电阻、第二电阻和第八反相器；其中，

第五NMOS管的栅端通过第一电阻与所述控制电路中防电流倒灌单元的第一输出端连接；第五PMOS管的栅端通过第二电阻与第八反相器的输出端连接，第八反相器的输入端与所述控制电路中防电流倒灌单元的第一输出端连接，第八反相器的电源端与所述控制电路中高电位选择单元的输出端连接；第五NMOS管的漏端与第五PMOS管的源端连接后共同与所述第一电源转换器的输出端连接；第五NMOS管的源端与第五PMOS管的漏端连接后共同与所述第一开关的输出端连接；第五NMOS管的体端与地电位端连接，第五PMOS管的体端与所述控制电路中高电位选择单元的输出端连接。

其中较优地，所述控制电路包括逻辑控制单元、高电位选择单元、电平转换单元和防电流倒灌单元；其中：

所述逻辑控制单元由门电路逻辑组合构成，用于根据系统控制信号进行逻辑运算处理后，产生第一使能信号控制所述低压差线性稳压器的工作状态，产生第二使能信号输出至所述电平转换单元；

所述高电位选择单元用于对所述电池电压和所述第一电压进行比较选择，将其中电位较高的一个电压作为第三电压输出至所述电平转换单元、所述防电流倒灌单元、所述第一开关和所述第二开关；

所述电平转换单元用于将电池电压域的所述第二使能信号，转换为第三电压域的第三使能信号，并输出至所述防电流倒灌单元；

所述防电流倒灌单元用于根据所述第三使能信号进行逻辑运算和延迟处理后，产生第三电压域的所述第四使能信号和所述第五使能信号分别控制所述第一开关和所述第二开关的工作状态。

其中较优地，所述逻辑控制单元的控制信号输入端与系统控制信号输入端连接，电源输入端与所述电池电源的输出端连接，第一输出端与所述低压差线性稳压器的控制信号输入端连接，第二输出端与所述电平转换单元的控制信号输入端连接；

所述高电位选择单元的输入端分别与所述电池电源的输出端及所述第一电源转换器的输出端连接，输出端分别与所述防电流倒灌单元、所述电平转换单元、所述第一开关和所述第二开关连接；

所述电平转换单元的控制信号输入端与所述逻辑控制单元的第二输出端连接，电源输入端与所述高电位选择单元的输出端连接，输出端与所述防电流倒灌单元的控制信号输入端连接；

所述防电流倒灌单元的控制信号输入端与所述电平转换单元的输出端连接，电源输入端与所述高电位选择单元的输出端连接，第一输出端与所述第一开关的控制信号输入端连接，第二输出端与所述第二开关的控制信号输入端连接。

其中较优地，所述高电位选择单元包括第一PMOS管、第二PMOS管、第一肖特基二极管和第二肖特基二极管；其中，

第一PMOS管的源端与所述电池电源的输出端连接，第一PMOS管的栅端与所述第一电源转换器的输出端连接；第二PMOS管的源端与所述第一电源转换器的输出端连接，第二PMOS管的栅端与所述电池电源的输出端连接；第一PMOS管的体端与漏端短接，第二PMOS管的体端与漏端短接，二者共同与所述高电位选择单元的输出端连接；第一肖特基二极管的正极与第一PMOS管的源端连接，第二肖特基二极管的正极与第二PMOS管的源端连接，第一肖特基二极管和第二肖特基二极管的负极均与所述高电位选择单元的输出端连接。

其中较优地，当所述电池电压大于所述第一电压，并且所述电池电压与所述第一电压之差大于等于所述第一PMOS管的阈值电压时，所述第一PMOS管导通，将所述电池电压通过所述第一PMOS管输出至所述高电位选择单元的输出端；

当所述电池电压大于所述第一电压，并且所述电池电压与所述第一电压之差小于所述第一PMOS管的阈值电压时，所述第一肖特基二极管导通，将所述电池电压通过所述第一肖特基二极管输出至所述高电位选择单元的输出端；

所述高电位选择单元输出的所述第三电压为所述电池电压。

其中较优地，当所述第一电压大于所述电池电压，并且所述第一电压与所述电池电压之差大于等于所述第二PMOS管的阈值电压时，所述第二PMOS管导通，将所述第一电压通过所述第二PMOS管输出至所述高电位选择单元的输出端；

当所述第一电压大于所述电池电压，并且所述第一电压与所述电池电压之差小于所述第二PMOS管的阈值电压时，所述第二肖特基二极管导通，将所述第一电压通过所述第二肖特基二极管输出至所述高电位选择单元的输出端；

所述高电位选择单元输出的所述第三电压为所述第一电压。

其中较优地，当所述电池电压等于所述第一电压时，所述第一肖特基二极管和所述第二肖特基二极管均导通，所述第一电压和所述电池电压分别通过所述第一肖特基二极管和所述第二肖特基二极管输出至所述高电位选择单元的输出端，此时，所述高电位选择单元输出的所述第三电压与所述第一电压、所述电池电压均相同。

其中较优地，所述电平转换单元包括第三PMOS管、第四PMOS管、第三NMOS管、第四NMOS管；其中，

第三PMOS管和第三NMOS管组成第一级反相器，第四PMOS管和第四NMOS管组成第二级反相器；第一级反相器和第二级反相器依次级联连接。

其中较优地，所述第三PMOS管的栅端和所述第三NMOS管的栅端相互连接后作为所述电平转换单元的输入端与所述逻辑控制单元的第二输出端连接；所述第三PMOS管的源端与体端短接，所述第四PMOS管的源端与体端短接，二者均与所述高电位选择单元的输出端连接；所述第三NMOS管的源端与体端短接，所述第四NMOS管的源端与体端短接，二者均与地电位端连接；所述第四PMOS管的漏端与所述第四NMOS管的漏端连接后共同与所述电平转换单元的输出端连接。

其中较优地，所述电平转换单元采用所述第三电压作为电源电压，输入的所述第二使能信号与输出的所述第三使能信号的电压域不相同，但二者的逻辑状态相同。

其中较优地，所述防电流倒灌单元包括第一反相器、第一与非门、第二与非门、第一延迟模块和第二延迟模块，以及第一反相器组和第二反相器组；其中，

第一反相器组和第二反相器组均由数量相同的奇数个反相器依次串联构成；

所有元件的电源端均与所述高电位选择单元的输出端连接。

其中较优地，在所述防电流倒灌单元中，所述第一反相器的输入端和所述第一与非门的第一输入端均与所述电平转换单元的输出端连接，所述第一反相器的输出端与所述第二与非门的第一输入端连接；所述第一与非门的输出端与所述第一延迟模块的输入端连接，所述第一延迟模块的输出端一方面与所述第二与非门的第二输入端连接，另一方面与所述第一反相器组的输入端连接，所述第一反相器组的输出端与所述防电流倒灌单元的第一输出端连接；所述第二与非门的输出端与所述第二延迟模块的输入端连接，所述第二延迟模块的输出端一方面与所述第一与非门的第二输入端连接，另一方面与所述第二反相器组的输入端连接，所述第二反相器组的输出端与所述防电流倒灌单元的第二输出端连接。

其中较优地，在所述防电流倒灌单元中，当输入的所述第三使能信号发生电平状态跳变时，输出的所述第四使能信号和所述第五使能信号随之发生电平状态跳变，二者电平状态的跳变时间存在延迟时间间隔。

根据本发明实施例的第二方面，提供一种电子设备，其中包括上述功率放大器模组的供电系统。

根据本发明实施例的第三方面，提供一种功率放大器模组的供电方法，包括以下步骤：

采用电池电源分别给第一电源转换器、第二电源转换器、低压差线性稳压器和控制电路供电；

第一电源转换器产生第一电压输出至第一开关；同时，第二电源转换器产生第二电压输出至第二开关；

控制电路根据系统控制信号进行逻辑运算和/或控制转换处理后，产生第一使能信号、第四使能信号和第五使能信号；

采用第一使能信号控制低压差线性稳压器的工作状态，当其使能时，低压差线性稳压器产生第五电压输出至功率放大单元；

采用第四使能信号控制第一开关的工作状态，采用第五使能信号控制第二开关的工作状态；闭合其中一个开关，关断另一个开关，将闭合通路的第一电压或者第二电压作为第四电压输出至功率放大器单元；

功率放大器单元采用第四电压作为供电电压，采用第五电压作为偏置电压，建立直流工作状态，实现高性能的射频功率输出。

其中较优地，所述控制电路对电池电压和第一电压进行比较选择，将其中电位较高的一个电压作为第三电压；

所述控制电路根据系统控制信号进行逻辑运算和/或控制转换处理后，还产生第二使能信号；

采用第三电压将电池电压域的第二使能信号转换为第三电压域的第三使能信号；

对第三使能信号进行逻辑运算和延迟处理后，产生第四使能信号和第五使能信号；

采用第三电压分别为第一开关和第二开关中的PMOS开关管的体端提供偏置电压。

其中较优地，当所述第三使能信号发生电平状态跳变时，所述第四使能信号和所述第五使能信号随之发生电平状态的跳变时间存在延迟时间间隔。

与现有技术相比较，本发明提供的功率放大器模组的供电系统，采用电池电压作为总电源，第一电源转换器输出的第一电压和第二电源转换器输出的第二电压分别通过第一开关和第二开关的切换控制，将其中的一个电压作为第四电压输出至功率放大器单元，为功率放大单元提供供电电压；低压差线性稳压器输出的第五电压为功率放大器单元提供偏置电压。控制电路输出相应的控制信号，分别控制第一开关、第二开关和低压差线性稳压器的工作状态。第四电压和第五电压共同为功率放大器单元提供直流工作状态，实现功率放大器模组输出高性能的射频功率，满足应用方案适配性和性价比的要求。同时，控制电路采用逻辑控制单元、高电位选择单元、电平转换单元和防电流倒灌单元的技术方案，在完成供电系统切换控制的同时，解决了由于不同电源电压间存在压差造成的漏电问题，以及切换时出现的电流倒灌等问题和振铃现象。因此，本发明提供的功率放大器模组的供电系统具有结构设计巧妙合理、供电系统灵活、工作效率高，以及电路性能优异等有益效果。

附图说明

图1为本发明提供的功率放大器模组供电系统的结构示意图；

图2为本发明实施例中，控制电路的结构示意图；

图3为本发明实施例中，高电位选择单元的电路原理图；

图4为本发明实施例中，电平转换单元的电路原理图；

图5为本发明实施例中，防电流倒灌单元的电路原理图；

图6为本发明实施例中，第一开关的电路原理图；

图7为本发明实施例中，第二开关的电路原理图；

图8为采用本发明提供的功率放大器模组供电系统的电子设备示意图；

图9为本发明实施例中，功率放大器模组供电方法的流程图一；

图10为本发明实施例中，功率放大器模组供电方法的流程图二。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术内容进行详细具体的说明。

如图1所示，本发明提供的一种功率放大器模组的供电系统包括电池电源、第一电源转换器、第二电源转换器、低压差线性稳压器(LDO)、第一开关、第二开关、控制电路和功率放大器单元。其中，第一电源转换器采用升压式直流电源转换器(DC-DC Boost)，第二电源转换器采用降压式直流电源转换器(DC-DC Buck)，二者组成电源管理芯片(PMIC)；低压差线性稳压器(LDO)、第一开关、第二开关和控制电路组成控制器芯片；控制器芯片和功率放大器单元构成功率放大器模组。

在本发明提供的功率放大器模组的供电系统中，电池电源的输出端分别与第一电源转换器、第二电源转换器、低压差线性稳压器和控制电路的电源输入端连接；第一电源转换器的输出端与第一开关的电源输入端连接，第二电源转换器的输出端与第二开关的电源输入端连接，第一开关和第二开关的输出端相互连接后共同与功率放大器单元的供电电压输入端连接；低压差线性稳压器的输出端与功率放大器单元的偏置电压输入端连接；控制电路的控制信号输出端分别与低压差线性稳压器、第一开关和第二开关的相应控制信号输入端连接。

电池电源提供的输出电压VBAT是供电系统的总电源，其电压范围通常为3.2V～5V，为电源管理芯片和功率放大器模组提供供电电源。

第一电源转换器将输入的电池电压VBAT转换为第一电压VCC1输出至第一开关，其输出的第一电压VCC1的电压范围通常为0.6V～5V。第二电源转换器将输入的电池电压VBAT转换为第二电压VCC2输出至第二开关，其输出的第二电压VCC2的电压范围通常为0.6V～3.4V。

第一开关和第二开关分别根据控制电路提供的相应控制信号，转换开关接通或断开的工作状态，将输入的第一电压VCC1和第二电压VCC2中的一个电压作为第四电压VCC_OUT输出至功率放大器单元，为功率放大单元提供供电电压。

低压差线性稳压器将输入的电池电压VBAT转换为第五电压VBIAS输出至功率放大器单元，为功率放大器单元提供偏置电压。

控制电路根据输入的系统控制信号，进行逻辑运算和/或控制转换处理后输出相应的控制信号，分别控制第一开关、第二开关和低压差线性稳压器的工作状态。

功率放大器单元包括至少一个功率放大器，每个功率放大器均将输入的第四电压VCC_OUT作为供电电压连接至相应的异质结双极晶体管(HBT)的集电极，将输入的第五电压VBIAS作为偏置电压连接至相应的异质结双极晶体管(HBT)的基极，第四电压VCC_OUT和第五电压VBIAS共同为功率放大器提供直流工作状态，实现功率放大器模组输出高性能的射频功率，满足应用方案适配性和性价比的要求。

下面分别对各单元的电路结构和工作原理进行详细说明。

如图2所示，在本发明的一个实施例中，控制电路包括逻辑控制单元、高电位选择单元、电平转换单元和防电流倒灌单元。其中：

逻辑控制单元的控制信号输入端与系统控制信号端连接，电源输入端与电池电源的输出端连接，第一输出端与低压差线性稳压器的控制信号输入端连接，第二输出端与电平转换单元的控制信号输入端连接。逻辑控制单元根据实际应用需求由门电路逻辑组合构成，用于根据输入的系统控制信号进行逻辑运算处理后，产生第一使能信号EN_VB控制低压差线性稳压器的工作状态，产生第二使能信号EN_VC输出至电平转换单元。第一使能信号EN_VB和第二使能信号EN_VC都是VBAT电压域的电平信号。

高电位选择单元的相应输入端分别与电池电源的输出端及第一电源转换器的输出端连接，输出端分别与防电流倒灌单元、电平转换单元、第一开关和第二开关的相应输入端连接。高电位选择单元用于对电池电压VBAT和第一电压VCC1进行比较选择，将其中电位较高的一个电压作为第三电压VSEL输出至电平转换单元、防电流倒灌单元、第一开关和第二开关。

电平转换单元的控制信号输入端与逻辑控制单元的第二输出端连接，电源输入端与高电位选择单元的输出端连接，输出端与防电流倒灌单元的控制信号输入端连接。电平转换单元用于将输入的电池电压VBAT域的第二使能信号EN_VC，转换为第三电压VSEL域的第三使能信号EN_SEL，并输出至防电流倒灌单元。

防电流倒灌单元的控制信号输入端与电平转换单元的输出端连接，电源输入端与高电位选择单元的输出端连接，第一输出端与第一开关的控制信号输入端连接，第二输出端与第二开关的控制信号输入端连接。防电流倒灌单元用于根据输入的第三使能信号EN_SEL进行逻辑运算和延迟处理后，产生第三电压VSEL域的第四使能信号EN_VCC1和第五使能信号EN_VCC2，二者分别控制第一开关和第二开关的工作状态。

在本发明的一个实施例中，如图3所示，高电位选择单元包括第一PMOS管201、第二PMOS管202、第一肖特基二极管203和第二肖特基二极管204。其中，第一PMOS管201的源端与电池电源的输出端连接，第一PMOS管201的栅端与第一电源转换器的输出端连接；第二PMOS管202的源端与第一电源转换器的输出端连接，第二PMOS管202的栅端与电池电源的输出端连接；第一PMOS管201的体端与漏端短接，第二PMOS管202的体端与漏端短接，二者共同与高电位选择单元的输出端连接；第一肖特基二极管203的正极与第一PMOS管201的源端连接，第二肖特基二极管204的正极与第二PMOS管202的源端连接，第一肖特基二极管203和第二肖特基二极管204的负极均与高电位选择单元的输出端连接。

高电位选择单元的工作原理如下，其中，Vgs_TH为第一PMOS管201和第二PMOS管202的阈值电压，肖特基二极管的阻挡层较薄，其阈值电压较小。PMOS管和肖特基二极管的导通压降都很小，在以下分析中不考虑其导通压降。

当电池电压VBAT大于第一电压VCC1，并且VBAT-VCC1≥Vgs_TH时，第一PMOS管201导通，第二PMOS管202截止，第一肖特基二极管203和第二肖特基二极管204均处于截止状态，此时，电池电压VBAT通过第一PMOS管201输出至高电位选择单元的输出端，即较高电位的电池电压VBAT作为第三电压VSEL输出。

当电池电压VBAT大于第一电压VCC1，并且VBAT-VCC1

当第一电压VCC1大于电池电压VBAT，并且VCC1-VBAT≥Vgs_TH时，第二PMOS管202导通，第一PMOS管201截止，第一肖特基二极管203和第二肖特基二极管204均处于截止状态，此时，第一电压VCC1通过第二PMOS管202输出至高电位选择单元的输出端，即较高电位的第一电压VCC1作为第三电压VSEL输出。

当第一电压VCC1大于电池电压VBAT，并且VCC1-VBAT

当电池电压VBAT等于第一电压VCC1时，第一PMOS管201和第二PMOS管202均截止，第一肖特基二极管203和第二肖特基二极管204均处于导通状态，此时，电位相等的电池电压VBAT和第一电压VCC1均作为第三电压VSEL输出。

综上所述，高电位选择单元利用两个PMOS管和两个肖特基二极管，将电池电压VBAT和第一电压VCC1进行比较选择，将其中电位较高的一个电压作为第三电压VSEL输出至防电流倒灌单元、电平转换单元、第一开关和第二开关。

在本发明的一个实施例中，如图4所示，电平转换单元包括第三PMOS管302、第四PMOS管304、第三NMOS管303、第四NMOS管305；其中，第三PMOS管302的栅端和第三NMOS管303的栅端均与逻辑控制单元的第二输出端连接；第三PMOS管302的源端与体端短接后共同与高电位选择单元的输出端连接，第三NMOS管303的源端与体端短接后共同与地电位端连接；第三PMOS管302的漏端与第三NMOS管303的漏端连接后共同与第四PMOS管304及第四NMOS管305的栅端连接；第四PMOS管304的源端与体端短接后共同与高电位选择单元的输出端连接，第四NMOS管305的源端与体端短接后共同与地电位端连接；第四PMOS管304的漏端与第四NMOS管305的漏端连接后共同与电平转换单元的输出端连接。

在电平转换单元中，第三PMOS管302和第三NMOS管303组成第一级反相器，第四PMOS管304和第四NMOS管305组成第二级反相器，两级反相器级联组成电平转换单元。电平转换单元采用第三电压VSEL作为电源电压，将输入的电池电压VBAT域的第二使能信号EN_VC，转换为第三电压VSEL域的第三使能信号EN_SEL输出。电平转换单元只改变使能信号高电平所对应的电压域，并不改变其逻辑状态。

在本发明的一个实施例中，如图5所示，防电流倒灌单元包括第一反相器401、第一与非门402、第二与非门403、第一延迟模块404和第二延迟模块405，以及第一反相器组和第二反相器组。其中，第一反相器组和第二反相器组均由相同数量的奇数个反相器依次串联构成。在本发明实施例中，如果图5所示，第一反相器组由第二反相器406、第四反相器408和第六反相器410依次串联构成，第二反相器组由第三反相器407、第五反相器409和第七反相器411依次串联构成。

在防电流倒灌单元中，所有反相器、与非门等元件的电源端均与高电位选择单元的输出端连接；第一反相器401的输入端和第一与非门402的第一输入端均与电平转换单元的输出端连接，第一反相器401的输出端与第二与非门403的第一输入端连接；第一与非门402的输出端与第一延迟模块404的输入端连接，第一延迟模块404的输出端一方面与第二与非门403的第二输入端连接，另一方面与第一反相器组的输入端连接，第一反相器组的输出端与防电流倒灌单元的第一输出端连接；第二与非门403的输出端与第二延迟模块405的输入端连接，第二延迟模块405的输出端一方面与第一与非门402的第二输入端连接，另一方面与第二反相器组的输入端连接，第二反相器组的输出端与防电流倒灌单元的第二输出端连接。

在防电流倒灌单元中，假设第一延迟模块404的延迟时间为Δt1，第二延迟模块405的延迟时间为Δt2，首先假设Δt1<Δt2。当输入的第三使能信号EN_SEL由低电平跳变到高电平时：

第一方面，第一与非门402的第一输入端为高电平，第二输入端为低电平，则第一与非门402的输出端为高电平，经过第一延迟模块404的延迟时间Δt1后，一方面通过第一反相器组在防电流倒灌单元的第一输出端处输出低电平的第四使能信号EN_VCC1，另一方面，在第二与非门403的第二输入端处呈现高电平。

第二方面，第三使能信号EN_SEL经过第一反相器401后，在第二与非门403的第一输入端处呈现低电平，则第二与非门403的输出端为高电平(经过Δt1时间后第二输入端处呈现高电平并不影响输出端状态)，经过第二延迟模块405的延时间Δt2后，一方面通过第二反相器组在防电流倒灌单元的第二输出端处输出低电平的第五使能信号EN_VCC2；另一方面，在第一与非门402的第二输入端呈现高电平，此时，在第一与非门402的输出端变为低电平，又经过第一延迟模块404的延迟时间Δt1后，一方面通过第一反相器组在防电流倒灌单元的第一输出端处输出高电平的第四使能信号EN_VCC1(此时延迟时间共计为Δt1+Δt2)；另一方面，在第二与非门403的第二输入端处呈现低电平，该低电平并不影响第二与非门403的输出状态。防电流倒灌单元的输出端处于稳定状态，直到第三使能信号EN_SEL再次发生电平状态的跳变。

综上所述，在防电流倒灌单元中，当输入的第三使能信号EN_SEL由低电平跳变到高电平时，假设Δt1<Δt2，第四使能信号EN_VCC1由低电平经过(Δt1+Δt2)时间后转变为高电平，与第五使能信号EN_VCC2由高电平经过Δt2时间后转变为低电平，二者跳变时间存在一个延迟时间Δt1的间隔。假设Δt2<Δt1，则上述二者跳变时间间隔为Δt1-Δt2。也就是说第四使能信号EN_VCC1和第五使能信号EN_VCC2，两者电平状态的跳变时间存在一定的延迟间隔，不会出现同时高电平的情况，从而保证其所控制的第一开关和第二开关不会现出同时导通的情况，解决了电源电压切换时可能出现的电流倒灌问题。当输入的第三使能信号EN_SEL由高电平跳变到低电平时的情况与上述原理类似，故在此不再进行赘述。

需要说明的是，延迟间隔时间的大小可以通过第一延迟模块404和第二延迟模块405的延迟时间来进行调整设定。延迟模块可以采用RC低通滤波网络实现，也可以采用反相器或者其他延迟电路实现。第一反相器组和第二反相器组中的反相器数量可以根据第一开关和第二开关中的开关管尺寸确定，可以采用一个或三个、五个等奇数个反相器。

在本发明的一个实施例中，如图6所示，第一开关包括第五NMOS管501、第五PMOS管502、第一电阻503、第二电阻504和第八反相器505。其中，第五NMOS管501的栅端通过第一电阻503与防电流倒灌单元的第一输出端连接；第五PMOS管502的栅端通过第二电阻504与第八反相器505的输出端连接，第八反相器505的输入端与防电流倒灌单元的第一输出端连接，第八反相器505的电源端与高电位选择单元的输出端连接。第五NMOS管501的漏端与第五PMOS管502的源端连接后共同与第一电源转换器的输出端连接；第五NMOS管501的源端与第五PMOS管502的漏端连接后共同与第一开关的输出端连接。第五NMOS管501的体端与地电位端连接，第五PMOS管502的体端与高电位选择单元的输出端连接。

在第一开关中，当输入的第四使能信号EN_VCC1为高电平时，该高电平信号一方面通过第一电阻503到达第五NMOS管501的栅端，使第五NMOS管501导通；另一方面通过第八反相器505转变为低电平信号后，再通过第二电阻504到达第五PMOS管502的栅端，使第五PMOS管502也同时导通，此时第一开关处于闭合状态，因此，第一电源转换器输出的第一电压VCC1通过第一开关，在第一开关的输出端作为第四电压VCC_OUT输出至功率放大器单元，为功率放大单元提供供电电压。

当输入的第四使能信号EN_VCC1为低电平时，该低电平信号一方面通过第一电阻503到达第五NMOS管501的栅端，使第五NMOS管501截止；另一方面通过第八反相器505转变为高电平信号后，再通过第二电阻504到达第五PMOS管502的栅端，使第五PMOS管502也同时截止，此时第一开关处于断开状态，因此，第一电源转换器输出的第一电压VCC1被第一开关关断。

本发明实施例提供的第一开关电路还具有防漏电功能和防电压切换时产生振玲现象的功能，其工作原理详细说明如下。

在现有技术中，作为开关管的第五PMOS管502，其栅端控制信号是电池电压VBAT域的电平信号，体端(N阱)连接电池电压VBAT端，源端连接第一电压VCC1端。由于第一电压VCC1和电池电压VBAT存在压差，当第一电压VCC1大于电池电压VBAT，并且VCC1-VBAT≥Vgs_TH(PMOS管的阈值电压)时，第五PMOS管502的源端(P+)和体端(N+)之间的PN结则会异常导通。另外，在第五PMOS管502截止时，栅端和源端之间的压差也会使得PMOS管的沟道异常导通。这些异常导通都会产生漏电电流，造成电池电源的电能浪费，降低电能效率，进而导致移动通信终端的续航时间缩短。

在本发明实施例提供的第一开关电路中，作为开关管的第五PMOS管502，其栅端控制信号为第四使能信号EN_VCC1，该信号电平是第三电压VSEL域的；其体端(N阱)连接第三电压VSEL端，源端连接第一电压VCC1端。由于第三电压VSEL为电池电压VBAT和第一电压VCC1中较高电位的一个电压，各端的电位不会存在达到阈值电压的压差，使得漏电问题从根本上得到了解决。

在本发明实施例提供的第一开关电路中，开关管第五NMOS管501栅端串联连接的第一电阻503，以及开关管第五PMOS管502栅端串联连接的第二电阻504，使得开关管栅端的控制电压(第四使能信号EN_VCC1)在发生跳变时，电位变化可以平缓实现，而不是瞬间跳变，这样可以使开关管的导通和关断的切换过程中电位跳变变得平滑缓慢些，避免了输出端的第四电压VCC_OUT出现振铃现象。

在本发明的一个实施例中，如图7所示，第二开关包括第六NMOS管601、第六PMOS管602、第三电阻603、第四电阻604和第九反相器605。其中，第二开关与第一开关的电路结构完全相同，不同之处在于两个开关管的输入控制信号和输入电源电压与第一开关不同，具体情况说明如下。

在第二开关中，第六NMOS管601的栅端通过第三电阻603与防电流倒灌单元的第二输出端连接；第六PMOS管602的栅端通过第四电阻604与第九反相器605的输出端连接，第九反相器605的输入端与防电流倒灌单元的第二输出端连接，第九反相器605的电源端与高电位选择单元的输出端连接。第六NMOS管601的漏端与第六PMOS管602的源端连接后共同与第二电源转换器的输出端连接；第六NMOS管601的源端与第六PMOS管602的漏端连接后共同与第二开关的输出端连接。第六NMOS管601的体端与地电位端连接，第六PMOS管602的体端与高电位选择单元的输出端连接。

在第二开关中，当输入的第五使能信号EN_VCC2为高电平时，该高电平信号一方面通过第三电阻603到达第六NMOS管601的栅端，使第六NMOS管601导通；另一方面通过第九反相器605转变为低电平信号后，再通过第四电阻604到达第六PMOS管602的栅端，使第六PMOS管602也同时导通，此时第二开关处于闭合状态，因此，第二电源转换器输出的第二电压VCC2通过第二开关，在第二开关的输出端作为第四电压VCC_OUT输出至至功率放大器单元，为功率放大单元提供供电电压。

当输入的第五使能信号EN_VCC2为低电平时，该低电平信号一方面通过第三电阻603到达第六NMOS管601的栅端，使第六NMOS管601截止；另一方面通过第九反相器605转变为高电平信号后，再通过第四电阻604到达第六PMOS管602的栅端，使第六PMOS管602也同时截止，此时第二开关处于断开状态，因此，第二电源转换器输出的第二电压VCC2被第二开关关断。

本发明实施例提供的第二开关电路具有的防漏电功能和防电压切换时产生振玲现象的功能均与上述第一开关相同，故在此不再进行赘述。

以上对本发明实施例提供的功率放大器模组的供电系统，其各功能单元的电路结构和工作原理进行了详细说明。综上所述，该供电系统采用电池电压VBAT作为总电源，分别供电给第一电源转换器、第二电源转换器、低压差线性稳压器和控制电路。第一电源转换器输出的第一电压VCC1和第二电源转换器输出的第二电压VCC2分别通过第一开关和第二开关的切换控制，将其中的一个电压作为第四电压VCC_OUT输出至功率放大器单元，为功率放大单元提供供电电压。低压差线性稳压器输出的第五电压VBIAS为功率放大器单元提供偏置电压。控制电路根据输入的系统控制信号，进行逻辑运算和/或控制转换处理后输出相应的控制信号，分别控制第一开关、第二开关和低压差线性稳压器的工作状态。

在控制电路中，高电位选择单元对电池电压VBAT和第一电压VCC1进行比较选择，将其中电位较高的一个电压作为第三电压VSEL，一方面输出至电平转换单元和防电流倒灌单元作为供电电源，另一方面输出至第一开关和第二开关中PMOS管的体端(N阱)作为偏置电压，解决了压差导致的漏电问题。逻辑控制单元输出的第一使能信号EN_VB用于控制低压差线性稳压器的工作状态，输出的VBAT电压域的第二使能信号EN_VC经过电平转换单元转换为第三电压VSEL域的第三使能信号EN_SEL，并输出至防电流倒灌单元。防电流倒灌单元根据输入的第三使能信号EN_SEL进行逻辑运算和延迟处理后，产生第三电压VSEL域的第四使能信号EN_VCC1和第五使能信号EN_VCC2分别控制第一开关和第二开关的工作状态，同时，解决了电源电压切换时可能出现的电流倒灌问题。另外，在第一开关和第二开关电路中，采用每个开关管(NMOS管和PMOS管)的栅端分别串联一个电阻的技术方案，使得开关管在导通和关闭的切换过程中电位跳变变得平滑缓慢，避免了输出端的第四电压VCC_OUT出现振铃现象。

供电系统经过上述供电电路和控制电路的协同工作，最终第四电压VCC_OUT和第五电压VBIAS共同为功率放大器单元提供直流工作状态，实现功率放大器模组输出高性能的射频功率，满足应用方案适配性和性价比的要求。

本发明所提供的功率放大器模组的供电系统可以被用在电子设备中，作为电源组件的重要组成部分。这里所说的电子设备是指可以在移动环境中使用，支持GSM、EDGE、CDMA、TD_SCDMA、WCDMA、TDD_LTE、FDD_LTE、NR等多种通信制式的计算机设备，包括移动电话、笔记本电脑、平板电脑、车载电脑等。此外，本发明所提供的技术方案也适用于其他射频集成电路应用的场合，例如通信基站、智能网联汽车等。

如图8所示，该电子设备至少包括处理器、存储器、通信组件和电源组件，还可以根据实际需要进一步包括传感器组件、多媒体组件及输入/输出接口等。其中，存储器、通信组件、传感器组件、电源组件、多媒体组件及输入/输出接口均与该处理器连接。存储器可以是静态随机存取存储器(SRAM)、电可擦除可编程只读存储器(EEPROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM)、可编程只读存储器(PROM)、只读存储器(ROM)、磁存储器、快闪存储器等，处理器可以是中央处理器(CPU)、图形处理器(GPU)、现场可编程逻辑门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、数字信号处理(DSP)芯片等。其它组件如传感器组件、多媒体组件等均可以采用通用部件实现，在此就不具体说明了。

本发明实施例还提供一种功率放大器模组的供电方法，供电系统包括电池电源、第一电源转换器、第二电源转换器、低压差线性稳压器、第一开关、第二开关、控制电路和功率放大器单元。如图9所示，该供电方法的工作流程如下：

S 1：采用电池电源分别给第一电源转换器、第二电源转换器、低压差线性稳压器和控制电路供电。

S2：第一电源转换器产生第一电压输出至第一开关；同时，第二电源转换器产生第二电压输出至第二开关。

S3：控制电路根据系统控制信号进行逻辑运算和/或控制转换处理后，产生第一使能信号、第四使能信号和第五使能信号。

S4：采用第一使能信号控制低压差线性稳压器的工作状态，当其使能时，低压差线性稳压器产生第五电压输出至功率放大单元。

S5：采用第四使能信号控制第一开关的工作状态，采用第五使能信号控制第二开关的工作状态；闭合其中一个开关，关断另一个开关，将闭合通路的第一电压或者第二电压作为第四电压输出至功率放大器单元。

S6：功率放大器单元采用第四电压作为供电电压，采用第五电压作为偏置电压，建立直流工作状态，实现功率放大器模组输出高性能的射频功率，满足应用方案适配性要求。

在上述功率放大器模组供电方法的工作流程中，步骤二(S2)和步骤三(S3)是同时进行的，步骤四(S4)和步骤五(S5)也是同时进行的。另外，如图10所示，控制电路还包括以下工作步骤：

S31：对电池电压和第一电压进行比较选择，将其中电位较高的一个电压作为第三电压。

S32：控制电路根据系统控制信号进行逻辑运算和/或控制转换处理后，还产生第二使能信号。

S33：采用第三电压将电池电压域的第二使能信号转换为第三电压域的第三使能信号。

S34：对第三使能信号进行逻辑运算和延迟处理后，产生第四使能信号和第五使能信号，解决了电源电压切换时出现的电流倒灌问题。

S35：采用第三电压分别为第一开关和第二开关中的PMOS开关管的体端(N阱)提供偏置电压，解决了压差导致的漏电问题。

其中，当第三使能信号发生电平状态跳变时，第四使能信号和第五使能信号随之发生电平状态的跳变时间存在延迟时间间隔。

其中，步骤三十一(S31)和步骤三十二(S32)是同时进行的，步骤三十四(S34)和步骤三十五(S35)也是同时进行的。

与现有技术相比较，本发明提供的功率放大器模组的供电系统，针对存在电位差的电池电压VBAT、第一电源转换器输出的第一电压VCC1和第二电源转换器输出的第二电压VCC2提出一种供电技术方案，采用电池电压VBAT作为总电源，第一电压VCC1和第二电压VCC2分别通过第一开关和第二开关的切换控制，将其中的一个电压作为第四电压VCC_OUT输出至功率放大器单元，为功率放大单元提供供电电压；低压差线性稳压器输出的第五电压VBIAS为功率放大器单元提供偏置电压。控制电路根据输入的系统控制信号，进行逻辑运算和/或控制转换处理后输出相应的控制信号，分别控制第一开关、第二开关和低压差线性稳压器的工作状态。第四电压VCC_OUT和第五电压VBIAS共同为功率放大器单元提供直流工作状态，实现功率放大器模组输出高性能的射频功率，满足应用方案适配性和性价比的要求。同时，控制电路采用逻辑控制单元、高电位选择单元、电平转换单元和防电流倒灌单元的技术方案，在完成供电系统切换控制的同时，解决了由于不同电源电压间存在压差造成的漏电问题，以及切换时可能出现的电流倒灌等问题和振铃现象。因此，本发明提供的功率放大器模组的供电系统具有结构设计巧妙合理、供电系统灵活、工作效率高，以及电路性能优异等有益效果。

需要说明的是，上述多个单元实施例只是举例，不同实施例的技术方案之间可以进行组合，均在本发明的保护范围内。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

上面对本发明提供的功率放大器模组的供电系统、电子设备及供电方法进行了详细的说明。对本领域的一般技术人员而言，在不背离本发明实质内容的前提下对它所做的任何显而易见的改动，都将构成对本发明专利权的侵犯，将承担相应的法律责任。