一种CPM调制下的联合时域均衡方法

技术领域

本申请涉及单载波均衡技术领域，具体涉及一种CPM调制下的联合时域均衡方法。

背景技术

单载波均衡技术是一种抗频率选择性衰落的有效方法，信号在由发射端向接收端传输信号的时候，在低信噪比低的情况下，尤其是当信号经过CPM(Continue PhaseModulation)调制方式处理之后再进行传输的时候，因为传输环境中存在一些噪声，导致信号在传输的过程中会受到干扰，也即存在严重的码间串扰问题，从而导致单载波均衡技术无法正常工作，以使得，接收端接收到的信号，与发射端发出的信号不一致。

发明内容

本申请的目的是针对以上问题，提供一种CPM调制下的联合时域均衡方法，包括：

接收初始信号，所述初始信号为经CPM调制处理之后得到的，所述初始信号中包括有位同步信息，所述位同步信息用以表征所述初始信号中数据位的开始与结束标志；

每间隔第一预设时长根据所述位同步信息，对所述初始信号进行采样；

根据所述位同步信息，获取本地存储的第一数据，所述第一数据中包括有初始头分散导频信号，对所述初始头分散导频信号做所述CPM调制处理，得到第一头分散导频信号；

对第一头分散导频信号做第一处理，得到第一处理信号，以实现所述第一头分散导频信号的时域互相关；

对第一头分散导频信号做第二处理，得到第二处理信号，以实现所述第一头分散导频信号的时域自相关；

对第一处理信号做快速傅里叶变化，得到第三处理信号，对第二处理信号做快速傅里叶变化，得到第四处理信号；

以所述第三处理信号作为分子，以所述第四处理信号作为分母，计算得到信道估计频响；

对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比估计值；

根据信道估计频响与信噪比估计值，计算得到频域均衡系数；

所述初始信号中还包括有第二数据与尾分散导频，对所述第二数据与所述尾分散导频做快速傅里叶变化，得到第五处理信号；

计算第五处理信号与频域均衡系数的乘积，并进行快速傅里叶反变化处理，得到第六处理信号，截取其对应序列长度中前N

根据本申请实施例提供的技术方案，所述方法还包括：

获取接收端滤波器系数；

所述对第一头分散导频信号做第一处理，得到第一处理信号，包括：

将所述滤波器系数与所述第一头分散导频信号进行卷积运算，得到第一信号；对所述第一信号做快速傅里叶变化，得到第二信号；

所述初始信号中还包括头分散导频信号，获取所述头分散导频信号；

对所述头分散导频信号做快速傅里叶变化，得到第三信号；

对所述第二信号与所述第三信号进行共轭相乘，得到第四信号；

对第四信号进行快速傅里叶反变化处理，得到所述第一处理信号。

根据本申请实施例提供的技术方案，所述方法还包括：

获取所述第二信号与所述第四信号；

所述对第一头分散导频信号做第二处理，得到第二处理信号，包括：

将所述第二信号与第四信号做乘积，得到第五信号；

对所述第五信号做快速傅里叶反变化处理，得到所述第二处理信号。

根据本申请实施例提供的技术方案，所述方法还包括：

获取所述第一处理信号的第二序列长度；

所述对第一处理信号做快速傅里叶变化，得到第三处理信号，包括：

判断第二序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述第一处理信号做快速傅里叶变化，得到所述第三处理信号；

判断第二序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第二序列长度进行填充，并做快速傅里叶变化，得到所述第三处理信号。

根据本申请实施例提供的技术方案，所述方法还包括：

获取所述第二处理信号的第三序列长度；

所述对第二处理信号做快速傅里叶变化，得到第四处理信号，包括：

判断第三序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述第二处理信号做快速傅里叶变化，得到所述第四处理信号；

判断第三序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第三序列长度进行填充，并做快速傅里叶变化，得到所述第四处理信号。

根据本申请实施例提供的技术方案，所述方法还包括：

对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比曲线；

所述对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比估计值，包括：

获取所述信噪比曲线的峰值；

计算所述信噪比曲线中，除峰值以外的其他数据的数据方差；

求解所述峰值的平方，并以所述峰值的平方作为分子，与所述数据方差作为分母，计算得到所述信噪比估计值。

根据本申请实施例提供的技术方案，所述方法还包括：

所述根据信道估计频响与信噪比估计值计算得到频域均衡系数的步骤具体包括：

对所述信道估计频响做共轭相乘，得到第一数值；

计算所述第一数值与所述信道估计频响的乘积，得到第二数值；

计算所述第二数值与所述信噪比估计值的加和，得到第三数值；

以所述第一数值作为分子，以所述第三数值作为分母，做除积得到所述频域均衡系数。

根据本申请实施例提供的技术方案，获取所述第二数据的第四序列长度，获取所述尾分散导频的第五序列长度；

根据所述第四序列序列长度与所述第五序列长度，做加和得到第六序列长度；

所述对所述第二数据与所述尾分散导频做快速傅里叶变化，得到第五处理信号，包括：

判断所述第六序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述第二数据与所述尾分散同时做快速傅里叶变化，得到所述第五处理信号；

判断所述第六序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第六序列长度进行填充，并作快速傅里叶变化，得到所述第五处理信号。

根据本申请实施例提供的技术方案，所述方法还包括：

获取所述第一信号的第一序列长度；

所述对所述第一信号做快速傅里叶变化，得到第二信号，包括：

判断第一序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述第一信号做快速傅里叶变化，得到第二信号；

判断第一序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第一序列长度进行填充，并做快速傅里叶变化，得到所述第二信号。

根据本申请实施例提供的技术方案，获取所述头分散导频对应的序列长度；

所述对所述头分散导频信号做快速傅里叶变化，得到第三信号，包括：

判断所述头分散导频信号的序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述头分散导频信号做快速傅里叶变化，得到所述第三信号；

判断所述头分散导频信号的序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述头分散导频信号的序列长度进行填充，并做快速傅里叶变化，得到所述第三信号。

与现有技术相比，本申请的有益效果：

本申请通过对接收CPM调制处理之后的初始信号，并进行采样，对本地存储第一数据中的初始头分散导频信号做所述CPM调制处理，得到第一头分散导频信号，对第一头分散导频信号做第一处理，以实现第一头分散导频信号的时域互相关，对第一头分散导频信号做第二处理，以实现第一头分散导频信号的时域自相关，对第一处理信号做快速傅里叶变化，得到第三处理信号；对第二处理信号做快速傅里叶变化，得到第四处理信号，以第三处理信号作为分子，以第四处理信号作为分母，计算得到信道估计频响，对第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比估计值，根据信道估计频响与信噪比估计值得到频域均衡系数，再对初始信号中的第二数据与所述尾分散导频做快速傅里叶变化，得到第五处理信号，最终根据第五处理信号与频域均衡系数，得到单载波均衡后的时域信号。

在使用过程中，首先要接收经过CPM调制处理之后的初始信号，每间隔第一预设时长，根据初始信号中的同步为信息，对初始信号进行采样，获取本地存储的第一数据，对第一数据中的初始头分散导频信号做同样的CPM调制处理，得到第一头分散导频信号，之后做第一处理，得到第一处理信号，能够实现第一头分散导频信号的时域互相关，对第一头分散导频信号做第二处理，得到第二处理信号，能够实现第一头分散导频信号的时域自相关，对第一处理信号做快速傅里叶变化，得到第三处理信号，对第二处理信号做快速傅里叶变化，得到第四处理信号，根据第四处理信号与第三处理信号，得到信道估计频响，再对第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比估计值，根据信噪比估计值与信道估计频响得到频域均衡系数，对初始信号中的第二数据与尾分散导频做快速傅里叶变化，根据得到的第五处理信号与频域均衡系数，得到单载波均衡后的时域信号，此时得到的信号与发出端所发出的信号是一致的；

通过本申请所述的方法，能够解决在低信噪比的情况下，传统频域单载波均衡方法由于检测信噪比不足，无法正确估计信道参数的问题，本申请通过对接收信号进行时域相关，包括时域正相关与时域自相关，通过相关增益有效提升了检测信噪比，保证了在低信噪比下频域单载波均衡的准确性；还可以解决在CPM调制方式下，由于调制方式本身存在码间串扰，导致多径环境下信道参数估计效果恶化的情况，保证了在多径环境下，CPM调制频域单载波均衡的准确性。

附图说明

图1为本申请实施例提供的一种CPM调制下的联合时域均衡方法流程图；

图2为本申请实施例提供的信号结构图；

图3为本申请实施例提供的通过本申请方法在GMSK调制时，多径信道下均衡前的星座图；

图4为本申请实施例提供的通过本申请方法在GMSK调制时，多径信道下均衡后的星座图；

图5为本申请实施例提供的在GMSK调制时，多径信道下的均衡前后的误码率仿真对比结果。

具体实施方式

为了使本领域技术人员更好地理解本申请的技术方案，下面结合附图对本申请进行详细描述，本部分的描述仅是示范性和解释性，不应对本申请的保护范围有任何的限制作用。

CPM即是连续相位调制(Continue Phase Modulation)，是一种相位调制技术，它具有相位连续的特点，频谱特性优良，相比PSK调制方式(PSK调制是一种数字调制技术，通过载波相位表示输入信号)，具有更高的频带利用率；

单载波均衡技术是一种抗频率选择性衰落的有效方法，信号在由发射端向接收端传输信号的时候，在低信噪比低的情况下，尤其是当信号经过CPM(Continue PhaseModulation)调制方式处理之后再进行传输的时候，因为传输环境中存在一些噪声，导致信号在传输的过程中会受到干扰，也即存在严重的码间串扰问题，从而导致单载波均衡技术无法正常工作，以使得，接收端接收到的信号，与发射端发出的信号不一致。

本申请是针对以上问题，提供一种CPM调制下的联合时域均衡方法，在进行信道估计的识货，是时域结合频域进行的，从而使得，最终得到的单载波均衡后的时域信号与发射端发出的信号的一致的。

本申请所提供的CPM调制下的联合时域均衡方法如图1所示，包括：

S1、接收初始信号，所述初始信号为经CPM调制处理之后得到的，所述初始信号中包括有位同步信息，所述位同步信息用以表征所述初始信号中数据位的开始与结束标志；

S2、每间隔第一预设时长根据所述位同步信息，对所述初始信号进行采样；

S3、根据所述位同步信息，获取本地存储的第一数据，所述第一数据中包括有初始头分散导频信号，对所述初始头分散导频信号做所述CPM调制处理，得到第一头分散导频信号；

S4、对第一头分散导频信号做第一处理，得到第一处理信号，以实现所述第一头分散导频信号的时域互相关；

S5、对第一头分散导频信号做第二处理，得到第二处理信号，以实现所述第一头分散导频信号的时域自相关；

S6、对第一处理信号做快速傅里叶变化，得到第三处理信号，对第二处理信号做快速傅里叶变化，得到第四处理信号；

S7、以所述第三处理信号作为分子，以所述第四处理信号作为分母，计算得到信道估计频响；

S8、对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比估计值；

S9、根据信道估计频响与信噪比估计值，计算得到频域均衡系数；

S10、所述初始信号中还包括有第二数据与尾分散导频，对所述第二数据与所述尾分散导频做快速傅里叶变化，得到第五处理信号；

S11、计算第五处理信号与频域均衡系数的乘积，并进行快速傅里叶反变化处理，得到第六处理信号，截取其对应序列长度中前N

具体的，在本实施例中，首先要接收发射端发出的初始信号，所述初始信号为经CPM调制处理之后得到的，所述初始信号中包括有位同步信息，所述位同步信息用以表征所述初始信号中数据位的开始与结束的标志，所述初始信号中还包括有头分散导频、第二数据与尾分散导频；每间隔第一预设时长，根据所述初始信号中的所述位同步信息，对所述初始信号中的第二数据与尾分散导频进行采样，采样后的信号的表达式如下：

r(n)＝[C(n

式中：r(n)代表采样后的信号；

C(n

t

τ

D(n

n代表采样点；

C(n

根据所述位同步信息，获取本地存储的第一数据，在第一数据中同样存储有位同步信息，根据所述初始信号中的位同步信息，来获取第一数据中的位同步信息，以使得采样获得的信号与本地存储的信号一致，在所述第一数据中包括有初始头分散导频信号，对所述初始头分散导频信号做与所述初始信号相同的CPM调制处理，得到第一头分散导频信号；

所述第一头分散导频信号的表达式为：

式中：s

exp(·)表示取幂指数操作；

E代表第一头分散导频信号中每个符号的能量；

为初始相位；

t

a

h为调制指数；

j表示复数；

表示调制信号的相位；

i表示调制信号的相位积累采样点；

t表示时间，比如t是0～1s，ts是1ms；

n代表采样点；

q(t)为高斯最小相移键控脉冲g(t)的积分，即：

g(t)＝Q[2πB(t-t

其中，B代表信道带宽。

进一步的，所述方法还包括：

获取接收端滤波器系数；

所述对第一头分散导频信号做第一处理，得到第一处理信号，包括：

将所述滤波器系数与所述第一头分散导频信号进行卷积运算，得到第一信号，对所述第一信号做快速傅里叶变化处理，得到第二信号；

所述初始信号中还包括头分散导频信号，获取所述头分散导频信号，对所述头分散导频信号做快速傅里叶变化处理，得到第三信号；

对所述第二信号与所述第三信号进行共轭相乘，得到第四信号；

对第四信号进行快速傅里叶反变化处理，得到所述第一处理信号。

具体的，在本实施例中，获取接收端中滤波器的系数，将所述滤波器的系数与所述第一头分散导频进行卷积运算，得到第一信号

对所述第二信号与所述第三信号进行共轭相乘，得到第四信号，再对第四信号进行快速傅里叶反变化(IFFT)处理，得到第一处理信号，以实现所述第一头分散导频信号的时域互相关，从而提高所述第一头分散导频的信号比，上述处理的具体表达式如下：

式中：FFT(·)表示对时域信号进行FFT处理，FFT处理的长度为大于Nc的最小2的整数次幂值(比如，第一信号的长度为10个，则FFT的处理长度为2

IFFT(·)表示对频域信号进行IFFT处理；

(·)*表示对信号进行取共轭处理；

表示第一信号；

C(n

r

进一步的，所述方法还包括：

获取所述第二信号与所述第四信号；

所述对第一头分散导频信号做第二处理，得到第二处理信号，包括：

将所述第二信号与第四信号做乘积，得到第五信号；

对所述第五信号做快速傅里叶反变化处理，得到所述第二处理信号。

具体的，在本实施例中，获取所述第二信号与所述第四信号，对所述第二信号与所述第四信号做乘积，得到第五信号，再对第五信号做快速傅里叶反变化(IFFT)处理，得到第二处理信号，从而实现所述第一头分散导频信号的时域自相关；

上述处理的具体表达式为：

r

进一步的，所述方法还包括：

获取所述第一处理信号的第二序列长度；

所述对第一处理信号做快速傅里叶变化，得到第三处理信号，包括：

判断第二序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述第一处理信号做快速傅里叶变化，得到所述第三处理信号；

判断第二序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第二序列长度进行填充，并做快速傅里叶变化，得到所述第三处理信号。

具体的，在本实施例中，获取所述第一处理信号的第二序列长度，判断第二序列长度满足快速傅里叶变化规则时，直接对第一处理信号进行快速傅里叶变化，得到所述第三处理信号；

判断第二序列长度是否满足快速傅里叶变化规则，所述快速傅里叶变化规则为大于第二序列长度的最小2的整数次幂值，若不满足时，需要对所述第一处理信号的第二序列长度进行填充，比如，第二列长度为10，则FFT的处理长度为2

具体可表示如下：

R

式中，z

进一步的，所述方法还包括：

获取所述第二处理信号的第三序列长度；

所述对第二处理信号做快速傅里叶变化，得到第四处理信号，包括：

判断第三序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述第二处理信号做快速傅里叶变化，得到所述第四处理信号；

判断第三序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第三序列长度进行填充，并做快速傅里叶变化，得到所述第四处理信号。

获取所述第二处理信号的第三序列长度，判断第三序列长度是否满足快速傅里叶变化规则，所述快速傅里叶变化规则为大于第三序列长度的最小2的整数次幂值，判断第三序列长度满足快速傅里叶变化规则时，直接对所述第二处理信号做快速傅里叶变化，得到第四处理信号；

若不满足时，需要对所述第二处理信号的第三序列长度进行填充，比如，第三序列长度为10，则FFT的处理长度为2

具体可表示如下：

R

式中，z

进一步的，所述方法还包括：

所述根据所述第三处理信号与所述第四处理信号，得到信道估计频响的具体步骤包括：

以第三处理信号作为分子，以第四处理信号作为分母，做除积得到所述信道估计频响。

具体的，在本实施例中，以所述第三处理信号作为分子，以所述第四处理信号作为分母，做除积，得到信道估计频响Λ，具体可表示如下式：

Λ＝R

对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比估计值；

进一步的，所述方法还包括：

对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比曲线；

所述对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比估计值，包括：

获取所述信噪比曲线的峰值；

计算所述信噪比曲线中，除峰值以外的其他数据的数据方差；

求解所述峰值的平方，并以所述峰值的平方作为分子，与所述数据方差作为分母，计算得到所述信噪比估计值。

具体的，在本实施例中，对所述第一处理信号进行信噪比估计，得到信噪比曲线，在所述信噪比曲线中获取所述信噪比曲线的峰值，并记录为A

进一步的，所述根据信道估计频响与信噪比估计值计算得到频域均衡系数的步骤具体包括：

对所述信道估计频响做共轭相乘，得到第一数值；

计算所述第一数值与所述信道估计频响的乘积，得到第二数值；

计算所述第二数值与所述信噪比估计值的加和，得到第三数值；

以所述第一数值作为分子，以所述第三数值作为分母，做除积得到所述频域均衡系数。

具体的，在本实施例中，先对所述信道估计频响做共轭相乘处理，处理之后得到第一数值，计算所述第一数值与所述信道估计频响的乘积，得到第二数值，求解第二数值与所述信噪比估计值的加和，得到第三数值，并以第一数值作为分子，以第三数值作为分母，做除积得到所述频域均衡系数H；

根据所述信道估计频响Λ与所述信噪比估计值SNR，计算频域均衡系数H的具体表达式如下：

Λ

进一步的，所述方法还包括：

获取所述第二数据的第四序列长度，获取所述尾分散导频的第五序列长度；

根据所述第四序列序列长度与所述第五序列长度，做加和得到第六序列长度；

所述对所述第二数据与所述尾分散导频做快速傅里叶变化，得到第五处理信号，包括：

判断所述第六序列长度满足快速傅里叶变化规则时，对所述第二数据与所述尾分散同时做快速傅里叶变化，得到所述第五处理信号；

判断所述第六序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第六序列长度进行填充，并作快速傅里叶变化，得到所述第五处理信号。

具体的，在本实施例中，获取所述第二数据的第四序列长度，获取所述尾分散导频的第五序列长度，对所述第四序列长度与所述第五序列长度做加和处理，得到第六序列长度，判断所述第六序列长度满足所述傅里叶变化规则时，则将合在一起之后的所述第二数据与所述尾分散导频做快速傅里叶变化，得到第五处理信号；

判断第六序列长度不满足快速傅里叶变化规则时，对所述第六序列长度进行填充，使其满足快速傅里叶变化规则，并对填充之后的所述第二数据与所述尾分散导频做快速傅里叶变化，得到第五处理信号；具体的公式如下：

R＝FFT([r z

式中：r代表采样信号r(n)中合并的第二数据和尾分散导频；

z

进一步的，所述根据第五处理信号与频域均衡系数，得到单载波均衡后的时域信号的步骤中具体包括：

求解所述第五处理信号与所述频域均衡系数的乘积，并进行快速傅里叶反变化处理，得到第六处理信号；

获取第六处理信号的第六序列长度，截取前N

将所述第五处理信号与所述频域均衡系数做乘积，进行快速傅里叶反变化，得到第六处理信号，获取第六处理信号中的第六序列长度，并截取前N

具体表达式如下：

r

式中：r

n

如图3与图4所示：图3表示本申请所述的方法在GMSK调制时，多径信道下均衡前的星座图；

图4表示本申请所述的方法在GMSK调制(调制前高斯滤波的最小频移键控)时，多径信道下均衡后的星座图，经过对比可知，均衡前星座图散乱，均衡后星座图被校正到正确位置；

图5表示本申请所述的方法在GMSK调制时，多径信道下均衡前后的误码率仿真对比结果，经过对比可知，均衡前误码率极高，均衡后误码率明显降低，解调门限较理论误码率回退约10dB。

本文中应用了具体个例对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其核心思想。以上所述仅是本申请的优选实施方式，应当指出，由于文字表达的有限性，而客观上存在无限的具体结构，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进、润饰或变化，也可以将上述技术特征以适当的方式进行组合；这些改进润饰、变化或组合，或未经改进将发明的构思和技术方案直接应用于其他场合的，均应视为本申请的保护范围。