一种非隔离降压型开关恒流源

技术领域

本发明属于集成电路设计领域，特别是涉及一种非隔离降压型开关恒流源。

背景技术

市电LED照明系统中高频开关恒流源所采用的开关控制架构，通常沿用自功率因数校正电源所常用的固定导通时间、电感电流近似临界连续开关控制架构。

电感电流临界连续模式下，在每个开关周期中，当电感电流一旦下降到零，就使功率开关管重新导通，但此时功率开关管的漏源间电压需要从最大耐压值下降到最终接近零，其开通损耗和承受的应力都非常大。为了减少功率开关管的开通损耗和应力，通常并不在电感电流下降到零时立即使功率开关管导通，而是在开关节点电压发生振荡，功率开关管的漏源间电压第一次摆动到最小值时，才使功率开关管导通，则其开通损耗和应力最小；这就是电感电流近似临界连续模式，也就是所谓的准谐振工作模式。在这种模式下，开关节点振荡时长很短，振荡电流在整个电感电流三角波形中的占比也很小，可以近似认为准谐振模式下的电感电流波形与电感电流临界连续模式下的波形相同。

目前常见的非隔离降压型开关恒流源的开关控制也是采用固定导通时间、准谐振开关控制架构，其功率传输级和控制环路如图1所示，其电压、电流波形如图2所示。其中，交流母线电压经二极管全波整流后，作为降压功率传输级的输入接功率开关管M

由于跨导型误差放大器(EA)200和环路补偿电容C

上述现有固定导通时间、准谐振开关控制架构的非隔离降压型开关恒流源中的导通时间产生电路300的具体电路如图3所示，其工作波形如图4所示；其中，环路控制电压V

现有非隔离降压型开关恒流源中，单电感降压型功率传输级的功率开关管M

在现有固定导通时间、准谐振开关控制架构中，功率开关管M

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种非隔离降压型开关恒流源，用以解决现有非隔离降压型开关恒流源因交流输入电流与市电交流电压的相位相差较大而导致其交流输入功率因数不够高的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种非隔离降压型开关恒流源，所述非隔离降压型开关恒流源包括：

时变环路控制电压产生电路，用于根据环路控制电压产生控制电流，同时在功率开关管驱动信号及其反相信号的控制下，根据基准电压产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的第一时变电流，之后根据所述控制电流及所述第一时变电流产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的时变环路控制电压；

时变导通时间产生电路，连接于所述时变环路控制电压产生电路的输出端，用于在功率开关管驱动信号及其反相信号的控制下，根据零温度系数偏置电流产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的第二时变电流，之后在功率开关管驱动信号的反相信号控制下，根据所述时变环路控制电压及所述第二时变电流产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的时变导通时间，以此得到时变导通时间达到信号。

可选地，所述时变环路控制电压产生电路包括：

控制电流产生模块，用于根据所述环路控制电压产生控制初始电流，之后对所述控制初始电流进行电流镜像以产生所述控制电流；

第一时变电流产生模块，用于根据所述基准电压产生第一时变初始电流，之后在功率开关管驱动信号及其反相信号的控制下，根据所述第一时变初始电流产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的所述第一时变电流；

时变环路控制电压产生模块，连接于所述控制电流产生模块的输出端及所述第一时变电流产生模块的输出端，用于通过跨导线性环建立所述控制电流与所述第一时变电流之间的线性关系，并以此产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的所述时变环路控制电压。

可选地，所述控制电流产生模块包括：第一运算放大器、第一NMOS管、第一电阻、第一PMOS管电流镜及第一NMOS管电流镜，所述第一运算放大器的同相输入端接入所述环路控制电压，所述第一运算放大器的反相输入端连接于所述第一NMOS管的源极端，所述第一运算放大器的输出端连接于所述第一NMOS管的栅极端，所述第一NMOS管的源极端通过所述第一电阻接控制地，所述第一NMOS管的衬底端接控制地，所述第一NMOS管的漏极端连接于所述第一PMOS管电流镜的电流输入臂，所述第一PMOS管电流镜的电流输出臂连接于所述第一NMOS管电流镜的电流输入臂，所述第一NMOS管电流镜的电流输出臂作为所述控制电流产生模块的输出端；其中，所述第一PMOS管电流镜的电流镜像比例为1：P1，所述第一NMOS管电流镜的电流镜像比例为1：N1。

可选地，所述第一时变电流产生模块包括：

第一时变初始电流产生单元，用于根据所述基准电压产生基准对应电流，之后对所述基准对应电流进行电流镜像以产生所述第一时变初始电流；

第一时变电流产生单元，连接于所述第一时变初始电流产生单元的输出端，用于在功率开关管驱动信号及其反相信号的控制下选通输出所述第一时变初始电流，之后对输出的所述第一时变初始电流进行滤波、电流镜像以产生所述第一时变电流。

可选地，所述第一时变初始电流产生单元包括：第二运算放大器、第二NMOS管、第二电阻及第二PMOS管电流镜，所述第二运算放大器的同相输入端接入所述基准电压，所述第二运算放大器的反相输入端连接于所述第二NMOS管的源极端，所述第二运算放大器的输出端连接于所述第二NMOS管的栅极端，所述第二NMOS管的源极端通过所述第二电阻接控制地，所述第二NMOS管的衬底端接控制地，所述第二NMOS管的漏极端连接于所述第二PMOS管电流镜的电流输入臂，所述第二PMOS管电流镜的电流输出臂作为所述第一时变初始电流产生单元的输出端；其中，所述第二PMOS管电流镜的电流镜像比例为1：P2。

可选地，所述第一时变电流产生单元包括：第一PMOS管、第二PMOS管、第一反相器、第一电容、第三电阻、第三运算放大器及第二NMOS管电流镜，所述第一PMOS管的源极端及所述第二PMOS管的源极端均连接于所述第一时变初始电流产生单元的输出端，所述第一PMOS管的衬底端及所述第二PMOS管的衬底端均接入控制电源电压，所述第一PMOS管的栅极端经过所述第一反相器接入功率开关管驱动信号，所述第一PMOS管的漏极端接控制地，所述第二PMOS管的栅极端接入功率开关管驱动信号，所述第二PMOS管的漏极端连接于所述第三电阻的一端及所述第一电容的一端，所述第三电阻的另一端连接于所述第三运算放大器的同相输入端及所述第二NMOS管电流镜的电流输入臂，所述第一电容的另一端连接于所述第三运算放大器的输出端，所述第三运算放大器的反相输入端连接于其输出端，所述第二NMOS管电流镜的电流输出臂作为所述第一时变电流产生单元的输出端；其中，所述第二NMOS管电流镜的电流镜像比例为1：N2。

可选地，所述时变环路控制电压产生模块包括：基准电流源、第一NPN型三极管、第二NPN型三极管、第三NPN型三极管、第四NPN型三极管、第三PMOS管、第四PMOS管、第三PMOS管电流镜、第三NMOS管及第四电阻，所述基准电流源的电流输入端接入控制电源电压，所述基准电流源的电流输出端连接于所述第一NPN型三极管的集电极及所述第二NPN型三极管的基极，所述第一NPN型三极管的发射极接控制地，所述第一NPN型三极管的基极连接于所述控制电流产生模块的输出端及所述第二NPN型三极管的发射极，所述第二NPN型三极管的集电极连接于所述第三PMOS管的漏极端，所述第三PMOS管的栅极端连接于其漏极端，所述第三PMOS管的源极端及其衬底端均接入控制电源电压，所述第三NPN型三极管的基极连接于所述第一时变电流产生模块的输出端及所述第四NPN型三极管的发射极，所述第三NPN型三极管的发射极接控制地，所述第三NPN型三极管的集电极连接于所述第三PMOS管电流镜的电流输入臂，所述第四NPN型三极管的基极连接于所述第二NPN型三极管的基极，所述第四NPN型三极管的集电极连接于所述第四PMOS管的漏极端，所述第四PMOS管的栅极端连接于其漏极端，所述第四PMOS管的源极端及其衬底端均接入控制电源电压，所述第三PMOS管电流镜的电流输出臂连接于所述第四电阻的一端，同时作为所述时变环路控制电压产生模块的输出端，所述第四电阻的另一端连接于所述第三NMOS管的漏极端，所述第三NMOS管的栅极端连接于其漏极端，所述第三NMOS管的源极端及其衬底端均接控制地；其中，所述第三PMOS管电流镜的电流镜像比例为1：P3。

可选地，所述时变导通时间产生电路包括：

第二时变电流产生模块，用于根据所述零温度系数偏置电流产生第二时变初始电流，之后在功率开关管驱动信号及其反相信号的控制下，根据所述第二时变初始电流产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的第二时变电流；

时变导通时间产生模块，连接于所述时变环路控制电压产生电路的输出端及所述第二时变电流产生模块的输出端，用于在功率开关管驱动信号的反相信号控制下，通过所述第二时变电流对电容进行充电，以在电容端电压达到所述时变环路控制电压时产生跟随功率开关管导通时间占空比变化的时变导通时间。

可选地，所述第二时变电流产生模块包括：

第二时变初始电流产生单元，用于根据所述零温度系数偏置电流产生偏置对应电流，之后对所述偏置对应电流进行电流镜像以产生所述第二时变初始电流；

第二时变电流产生单元，连接于所述第二时变初始电流产生单元的输出端，用于在功率开关管驱动信号及其反相信号的控制下选通输出所述第二时变初始电流，之后对输出的所述第二时变初始电流进行滤波、电流镜像以产生所述第二时变电流。

可选地，所述第二时变初始电流产生单元包括：零温度系数偏置电流源、第四运算放大器、第四NMOS管、第五电阻、第六电阻及第四PMOS管电流镜，所述零温度系数偏置电流源的电流输入端接入控制电源电压，所述零温度系数偏置电流源的电流输出端连接于所述第五电阻的一端及所述第四运算放大器的同相输入端，所述第五电阻的另一端接控制地，所述第四运算放大器的反相输入端连接于所述第四NMOS管的源极端，所述第四运算放大器的输出端连接于所述第四NMOS管的栅极端，所述第四NMOS管的源极端通过所述第六电阻接控制地，所述第四NMOS管的衬底端接控制地，所述第四NMOS管的漏极端连接于所述第四PMOS管电流镜的电流输入臂，所述第四PMOS管电流镜的电流输出臂作为所述第二时变初始电流产生单元的输出端；其中，所述第四PMOS管电流镜的电流镜像比例为1：P4。

可选地，所述第二时变电流产生单元包括：第五PMOS管、第六PMOS管、第二反相器、第二电容、第七电阻、第五运算放大器、第三NMOS管电流镜、第五PMOS管电流镜，所述第五PMOS管的源极端及所述第六PMOS管的源极端均连接于所述第二时变初始电流产生单元的输出端，所述第五PMOS管的衬底端及所述第六PMOS管的衬底端均接入控制电源电压，所述第五PMOS管的栅极端接入功率开关管驱动信号，所述第五PMOS管的漏极端接控制地，所述第六PMOS管的栅极端通过所述第二反相器接入功率开关管驱动信号，所述第六PMOS管的漏极端连接于所述第七电阻的一端及所述第二电容的一端，所述第七电阻的另一端连接于所述第五运算放大器的同相输入端及所述第三NMOS管电流镜的电流输入臂，所述第二电容的另一端连接于所述第五运算放大器的输出端，所述第五运算放大器的反相输入端连接于其输出端，所述第三NMOS管电流镜的电流输出臂连接于所述第五PMOS管电流镜的电流输入臂，所述第五PMOS管电流镜的电流输出臂作为第二时变电流产生单元的输出端；其中，所述第三NMOS管电流镜的电流镜像比例为1：N3，所述第五PMOS管电流镜的电流镜像比例为1：P5。

可选地，所述时变导通时间产生模块包括：比较器、第五NMOS管、第六NMOS管、第三电容及第三反相器，所述比较器的同相输入端连接于所述第二时变电流产生模块的输出端、所述第五NMOS管的漏极端及所述第三电容的一端，所述比较器的反相输入端连接于所述时变环路控制电压产生电路的输出端，所述比较器的输出端作为所述时变导通时间产生模块的输出端，所述第五NMOS管的栅极端通过所述第三反相器接入功率开关管驱动信号，所述第五NMOS管的源极端连接于所述第六NMOS管的漏极端及所述第六NMOS管的栅极端，所述第五NMOS管的衬底端、所述第六NMOS管的衬底端、所述第六NMOS管的源极端及所述第三电容的另一端均接控制地。

可选地，所述非隔离降压型开关恒流源还包括：

输入滤波电容，其一端经过整流桥接入市电交流电压，其另一端接系统地，用于对市电交流电压经整流桥整流后的脉动直流电压进行高频滤波处理以产生脉动直流输入电压；

功率开关管，其漏极端连接于所述输入滤波电容的一端，其源极端通过串联的电感、电容接系统地，同时还通过续流二极管接系统地，其栅极端接入功率开关管驱动信号，用于根据其自身的导通或关断来控制电感电容所在支路的充、放电，以此调节输出电流，实现恒流输出；

电流采样电阻，连接于所述功率开关管的源极端及所述电感之间，用于采样输出电流；

低通滤波器，连接于所述电流采样电阻与所述功率开关管源极端的连接点处，用于对电流采样电压进行低通滤波处理；

跨导型误差放大器，其同相输入端接入参考电压，其反相输入端连接于所述低通滤波器的输出端，用于对参考电压及经过低通滤波处理的电流采样电压进行差分放大以产生积分电流；

补偿电容，其一端连接于所述跨导型误差放大器的输出端及所述时变环路控制电压产生电路的输入端，其另一端连接于所述电流采样电阻和电感的连接点处并接控制地，用于根据所述积分电流进行电容充、放电以产生环路控制电压；

电阻分压器，连接于所述电感的两端，用于对电感两端电压进行分压以产生检测电压差；

零电流检测电路，连接于所述电阻分压器的输出端，用于检测所述检测电压差，并在所述检测电压差的振铃波形由大于零变为低于零时产生零电流检测输出信号；

逻辑控制电路，连接于所述时变导通时间产生电路的输出端及所述零电流检测电路的输出端，用于对所述时变导通时间到达信号或所述零电流检测输出信号进行逻辑处理；

驱动电路，连接于所述逻辑控制电路的输出端，用于根据所述逻辑控制电路的输出产生功率开关管驱动信号，以控制所述功率开关管导通或关断。

如上所述，本发明的一种非隔离降压型开关恒流源，采用全新设计的时变环路控制电压产生电路及时变导通时间产生电路来替换现有导通时间产生电路，形成了一种新的时变导通时间、准谐振开关控制架构，通过使功率开关管的导通时间跟随功率开关管导通时间占空比变化，来校正非隔离降压型开关恒流源的平均输入电流的相位，使之与脉动直流输入电压的相位相近，也即使交流输入电流的相位与市电交流电压的相位相近，从而减少交流输入电流中的高次谐波分量，提高交流输入功率因数。

附图说明

图1显示为一实施例中的非隔离降压型开关恒流源的电路结构框图。

图2显示为一实施例中的非隔离降压型开关恒流源的电压、电流波形图。

图3显示为一实施例中的非隔离降压型开关恒流源中导通时间产生电路的具体电路图。

图4显示为一实施例中的导通时间产生电路的工作波形图。

图5显示为一实施例中的非隔离降压型开关恒流源的平均输入电流与市电交流电压及脉动直流输入电压的波形图。

图6显示为一实施例中的所述非隔离降压型开关恒流源的电路结构框图。

图7显示为一实施例中的所述非隔离降压型开关恒流源中时变环路控制电压产生电路的具体电路图。

图8显示为一实施例中的所述非隔离降压型开关恒流源中时变导通时间产生电路的具体电路图。

图9显示为一实施例中的非隔离降压型开关恒流源的平均输入电流与市电交流电压及脉动直流输入电压的波形图。

元件标号说明

100 低通滤波器

200 跨导型误差放大器

300 导通时间产生电路

400 逻辑控制电路

500 驱动电路

600 零电流检测电路

700 时变环路控制电压产生电路

701 控制电流产生模块

702 第一时变电流产生模块

7021 第一时变初始电流产生单元

7022 第一时变电流产生单元

703 时变环路控制电压产生模块

800 时变导通时间产生电路

801 第二时变电流产生模块

8011 第二时变初始电流产生单元

8012 第二时变电流产生单元

802 时变导通时间产生模块

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图6至图9。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，虽图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的形态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局形态也可能更为复杂。

如图6所示，本实施例提供一种非隔离降压型开关恒流源，所述非隔离降压型开关恒流源包括：

时变环路控制电压产生电路700，用于根据环路控制电压V

时变导通时间产生电路800，连接于所述时变环路控制电压产生电路700的输出端，用于在功率开关管驱动信号DRV及其反相信号的控制下，根据零温度系数偏置电流I

其中，所述“功率开关管驱动信号DRV及其反相信号”也可采用“与功率开关管驱动信号同相位的驱动信号及其反相信号”来替换，这对本实施例并不产生实质影响。

作为示例，如图6所示，所述非隔离降压型开关恒流源还包括：

输入滤波电容C

功率开关管M

电流采样电阻R

低通滤波器100，连接于所述电流采样电阻R

跨导型误差放大器200，其同相输入端接入参考电压V

补偿电容C

电阻分压器，连接于所述电感L的两端，用于对电感两端电压进行分压以产生检测电压差；

零电流检测电路600，连接于所述电阻分压器的输出端，用于检测所述检测电压差，并在所述检测电压差的振铃波形由大于零变为低于零时产生零电流检测输出信号；

逻辑控制电路400，连接于所述时变导通时间产生电路800的输出端及所述零电流检测电路600的输出端，用于对所述时变导通时间到达信号或所述零电流检测输出信号进行逻辑处理；

驱动电路500，连接于所述逻辑控制电路400的输出端，用于根据所述逻辑控制电路400的输出产生功率开关管驱动信号DRV，以控制所述功率开关管M

具体的，所述低通滤波器100、所述跨导型误差放大器200、所述逻辑控制电路400、所述驱动电路500及所述零电流检测电路600均为现有电路结构，本示例对其具体电路组成不做限定。

需要注意的是，本实施例中所述的“控制地”和“系统地”均是相对而言的参考地，但二者并非是同一点；其中，“控制地”是对包含低通滤波器100、跨导型误差放大器200、时变环路控制电压产生电路700、时变导通时间产生电路800、零电流检测电路600、逻辑控制电路400、驱动电路500在内的开关控制环路进行分析时所定义的电位零点，以使其中的电压、电流信号更易辨识、分析；而“系统地”则是对包含输入电容C

作为示例，如图7所示，所述时变环路控制电压产生电路700包括：

控制电流产生模块701，用于根据所述环路控制电压V

第一时变电流产生模块702，用于根据所述基准电压V

时变环路控制电压产生模块703，连接于所述控制电流产生模块701的输出端及所述第一时变电流产生模块702的输出端，用于通过跨导线性环建立所述控制电流I

具体的，如图7所示，所述控制电流产生模块701包括：第一运算放大器OP

本示例中，所述第一运算放大器OP

具体的，如图7所示，所述第一时变电流产生模块702包括：

第一时变初始电流产生单元7021，用于根据所述基准电压V

第一时变电流产生单元7022，连接于所述第一时变初始电流产生单元7021的输出端，用于在功率开关管驱动信号DRV及其反相信号的控制下选通输出所述第一时变初始电流I

其中，如图7所示，所述第一时变初始电流产生单元7021包括：第二运算放大器OP

本示例中，所述第二运算放大器OP

其中，如图7所示，所述第一时变电流产生单元7022包括：第一PMOS管M

本示例中，在功率开关管M

所述第三电阻R

具体的，如图7所示，所述时变环路控制电压产生模块703包括：基准电流源I

本示例中，所述第一NPN型三极管Q

由于Q

作为示例，如图8所示，所述时变导通时间产生电路800包括：

第二时变电流产生模块801，用于根据所述零温度系数偏置电流I

时变导通时间产生模块802，连接于所述时变环路控制电压产生电路700的输出端及所述第二时变电流产生模块801的输出端，用于在功率开关管驱动信号DRV的反相信号控制下，通过所述第二时变电流I

具体的，如图8所示，所述第二时变电流产生模块801包括：

第二时变初始电流产生单元8011，用于根据所述零温度系数偏置电流I

第二时变电流产生单元8012，连接于所述第二时变初始电流产生单元8011的输出端，用于在功率开关管驱动信号DRV及其反相信号的控制下选通输出所述第二时变初始电流I

其中，如图8所示，所述第二时变初始电流产生单元8011包括：零温度系数偏置电流源I

本示例中，零温度系数偏置电流I

其中，如图8所示，所述第二时变电流产生单元8012包括：第五PMOS管M

本示例中，在功率开关管M

所述第七电阻R

具体的，如图8所示，所述时变导通时间产生模块802包括：比较器CMP、第五NMOS管M

本示例中，在功率开关管M

在电感电流近似临界连续工作模式下，非隔离降压型功率传输级相对于功率开关动作频率的平均输入电流

可见，在某一确定的市电交流电压、负载LED灯压及输出电流条件下，开关恒流源进入稳定工作状态后，其环路控制电压V

本实施例所述非隔离降压型开关恒流源的电压、电流波形如图8所示：市电交流电压V

综上所述，本发明的一种非隔离降压型开关恒流源，采用全新设计的时变环路控制电压产生电路及时变导通时间产生电路来替换现有导通时间产生电路，形成了一种新的时变导通时间、准谐振开关控制架构，通过使功率开关管的导通时间跟随功率开关管导通时间占空比变化，来校正非隔离降压型开关恒流源的平均输入电流的相位，使之与脉动直流输入电压的相位相近，也即使交流输入电流的相位与市电交流电压的相位相近，从而减少交流输入电流中的高次谐波分量，提高交流输入功率因数。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。