用于控制配电网中电力电子变换器的技术

技术领域

本发明涉及中压(medium voltage，MV)AC电网与低压(low voltage，LV)DC电网之间的电力变换领域，尤其涉及在连接MV AC电网时使用多模块多电平拓扑。本发明还涉及用于数据中心的固态变压器(Solid-State Transformer，SST)技术领域。本发明尤其涉及并网变换器的无传感器电压同步和控制。

背景技术

在固态变压器(Solid-State Transformer，SST)技术中，当连接中压(mediumvoltage，MV)AC电网时，通常使用多模块多电平拓扑。输入串联输出并联(Input SeriesOutput Parallel，ISOP)拓扑是用于MV AC电网与低压(low voltage，LV)DC电网之间的两级电力变换的常用方案。ISOP系统的典型控制方法利用MV AC电压传感器与MV AC电网同步。然而，MV系统中的AC电压传感器成本高昂，并且可能会出现故障，从而降低可用性和可靠性。AC电压采集系统可能很复杂并且带宽高度受限。对于依赖于传感器测量的弱电网，可能会由于电网畸变和电势不稳定问题而引起问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于在中压AC电网与低压DC电网之间进行电力变换且没有上述缺点的方案。特别地，本发明的目的是提供一种用于在中压AC电网与低压DC电网之间进行电力变换的机制，该机制需要的电压传感器数量更少，或者换言之，该机制支持在无AC电压传感器运行下工作。

该目的是通过独立权利要求的特征来实现的。其它实现方式在从属权利要求、说明书和附图中是显而易见的。

本发明的基本思路是通过使用从变换器的关断脉宽调制(Pulse WidthModulation，PWM)阶段(通常称为预充电阶段，即变换器处于关断或被动运行模式的状态)获得的信息来实现变换器的无电压传感器运行。

其思想是将开环估计与闭环结构相结合，其中所述开环估计是基于变换器的单位功率因数特性做出的，期间不启用PWM操作和控制，即在预充电状态下；所述闭环结构是通过电机驱动最新技术中广泛部署的磁通观测器修改的。性能的关键是电力变换器开关操作开始时的平稳转换。这种转换通常与电力变换器的闭环控制开始的瞬时相关联。

为详细描述本发明，将使用以下术语、缩写和符号：

LV 低压(low voltage)，例如AC电压最高达1000V

MV 中压(medium voltage)，例如AC电压介于1000V和35kV之间

SST 固态变压器(Solid-State Transformer)

ISOP 输入串联输出并联(Input Series Output Parallel)

PWM 脉宽调制(Pulse Width Modulation)

LFT 线路频率变换器(Line Frequency Transformer)

CHB 级联H桥(Cascaded H Bridge)

THD 总谐波失真(Total Harmonic Distortion)

UPFR 单位功率因数整流器(Unity Power Factor Rectifier)

DC 直流(Direct Current)

AC 交流(Alternating Current)

IGBT 绝缘栅极双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor)

MOSFET金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor)

在本发明中，考虑了电网、电力网或配电网。这种电网是用于从生产者向消费者输送或分配电力的互连网络。它包括生产电力的发电站、用于升压输电或降压配电的变电站、将电力从远距离来源输送到需求中心的高压输电线路以及连接个人客户的配电线路。

本发明所描述的电力电子变换器用于将电能从一种形式转换为另一种形式，比如在AC与DC之间转换，例如在中压AC与低压DC之间转换。电力变换器还可以改变电压或频率或它们的某种组合。对电力变换系统进行分类的一种方法是根据输入和输出是AC还是DC。电力电子变换器基于可通过应用导通/关断逻辑(即PWM操作，通常使用闭环控制算法命令)主动控制的电力电子开关。

本发明所描述的固态变压器(solid-state transformer，SST)或电力电子变压器(power electronic transformer，PET)是一种电力电子变换器，其替代了AC电力分配中使用的常规变压器。它比以公用设施频率或线路频率运行的常规变压器更复杂，但比常规变压器更小、更高效，因为它以高频运行。固态变压器可主动调节不同电力系统之间传输的电压、电流和功率。一些SST技术旨在将单相电源转换为三相电源，反之亦然。一些SST技术可以输入或输出DC电源以减少转换次数，从而提高端到端效率等。

SST是基于电力电子的线路频率变换器(line-frequency transformer，LFT)的替代方案。LFT是AC电网中用于连接不同电压电平的典型输电和配电元件。LFT具有高性价比、高负载下的高效性和可靠性。然而，它们受到一些限制，包括高负载下出现压降、对谐波、负载不平衡和DC位移敏感、无过载保护以及轻负载运行时效率低。另一方面，SST基于电力电子开关、传感器和智能控制，这些器件可实现先进的功能，例如功率流控制；无功功率、谐波和不平衡补偿；智能保护和穿越功能。此外，高开关频率操作能够显著减小体积和重量。与典型LFT相比，这些特征中的一些组合可以使SST更有优势，本文明确提及了数据中心等重要应用领域。

本发明重点描述电力电子设备与AC高压/中压AC电网连接。模块化多电平级联变换器是实现SST实施的常见方案。

本发明所描述的控制器或控制设备是可用于调节电力电子变换器的电压、电流或功率的任何设备。控制器或控制设备可以是单个微控制器或处理器或多核处理器，或者可以包括一组微控制器或处理器，或者可以包括用于控制和/或处理的装置。控制器可以根据软件、硬件或固件应用程序执行特定的控制任务，例如控制变换器。

根据第一方面，本发明涉及一种用于控制配电网中的电力电子变换器分配电能的控制器，其中所述控制器用于：-基于在所述电力电子变换器的被动运行模式下所述电力电子变换器可接收的所述电力电子变换器的变换器电流来确定电网电压的第一估计；-基于所述电力电子变换器的变换器电流来确定电网电压的第一估计，所述变换器电流可由所述电力电子变换器在所述电力电子变换器的被动运行模式下接收；-确定所述电力电子变换器是处于主动运行模式还是被动运行模式；-在确定所述电力电子变换器的转换状态时，所述控制器用于基于所述电网电压的所述确定第一估计和所述电力电子变换器的变换器电流来确定所述电网电压的第二估计，其中，在所述转换状态中，所述电力电子变换器正在从所述被动运行模式转换为所述主动运行模式；所述变换器电流可由处于所述转换状态的所述电力电子变换器基于闭环控制环路来接收。

如果电力电子开关及其常规触发逻辑(例如，PWM算法)被启用，则所述电力电子变换器处于主动导通运行模式；如果电力电子开关被禁用(例如，在预充电阶段)，则所述电力电子变换器处于被动关断运行模式。

通过使用这种控制器，可以通过使用从所述电力电子变换器的所述被动运行(通常称为所述变换器的所述预充电阶段)获得的信息来实现所述变换器的无电压传感器运行。

通过将所述被动运行模式下的开环估计与所述变换器的所述闭环运行相结合，可以实现平稳转换。即，所述变换器的所述关断和导通状态的所述结合使整个运行平稳，这使得所述控制器非常适合于工业运行。

所述电力电子变换器可以被看作是其AC端子处(在输出滤波器之前)的电压源。

本发明所描述的配电网是用于分配电能的电网，例如中压AC电网。

这种配电网(或简称为“电网”)是一种互连网络，用于从生产者向消费者输送或分配电力。它包括生产电力的发电站、用于升压输电或降压配电的变电站、将电力从远距离来源输送到需求中心的高压输电线路以及连接个人客户的配电线路。所述电网可以有多相，例如图1所示的三相。

本发明所描述的变换器电流是在所述电力电子变换器的电网侧端子中流动的电流，例如图3所示的电流i

本发明所描述的电网电压是所述电网中或变换器与电网之间的连接处的电压，例如图3所示刚性电网电压e

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：进一步基于所述电力电子变换器在所述电力电子变换器的所述被动运行模式下的DC链路电压来确定所述电网电压的所述第一估计。

在理想的无损三相变换器中，所述DC链路电压与AC系统的峰值线电压成正比。在单相情况下也存在类似的关系。这就是所述DC链路电压可以用作电网电压幅值(峰值电压)的良好估计器的原因。

术语“DC链路电压”取决于拓扑，例如模块的DC链路、所述变换器的聚合DC链路、按相聚合等。在本发明中，术语“DC链路电压”指IDF的图3所示的电压v

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：进一步基于具有所述电网电压的预定义标称频率的振荡来确定所述电网电压的所述第一估计。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：进一步基于所述转换状态下的所述变换器电流的傅里叶分量来确定所述电网电压的所述第一估计。

这提供了以下优点：通过使用所述变换器电流的傅立叶分量，可以高效地确定与AC电流同相(因此也与AC电压同相)的酉矢量。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：基于将所述变换器电流的所述傅里叶分量与振荡信号组合来确定所述电网电压的所述第一估计，其中所述振荡信号具有所述电网电压的所述预定义标称频率作为振荡频率。

这提供了以下优点：通过将所述变换器电流的所述傅里叶分量与具有所述电网电压的所述预定义标称频率的振荡信号组合，可以精确地确定代表所述变换器电流形状的同相酉正弦量的精确估计。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于基于以下操作来确定所述电网电压的所述第一估计：将所述变换器电流的所述傅立叶分量与所述振荡信号组合以获得与所述变换器电流同相的酉正弦量，所述振荡信号具有所述电网电压的所述预定义标称频率作为所述振荡频率；将所述酉正弦量与DC链路电压相乘，以良好地估计AC线电压(在三相系统中)。在单相系统中，DC链路电压的一半能良好地估计相幅值，这在AC电压重建中得到了适当考虑。

对于三相系统，DC链路电压提供了良好的线电压幅值估计。然后相电压将是线电压除以三的平方根

术语“DC链路电压”取决于拓扑，例如模块的DC链路、所述变换器的聚合DC链路、按相聚合等。在本发明中，术语“DC链路电压”指图3所示的电压v

在单线系统中，DC链路总电压的一半是相幅值的良好幅值估计，即图3所示的相电压v

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：基于所述转换状态下的DC链路电压的值来确定所述电网电压的所述第二估计。这种估计出现轻微变化(例如基于DC链路电压的轻微变化的值)也是可能的。

这提供了以下优点：可以实现电力电子变换器的关断状态与导通状态(即被动运行模式与主动运行模式)之间的平稳转换，而不存在不连续性。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：基于所述转换状态下的所述变换器电流的所述傅里叶分量的未改变版本来确定所述电网电压的所述第二估计。

这提供了以下优点：通过冻结(即维持或保持不变)傅立叶分量和DC链路电压的关断状态估计，可以实现从关断状态到导通状态的平稳转换。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：基于在所述转换状态下保持所述振荡具有所述电网电压的所述预定义标称频率来确定所述电网电压的所述第二估计。在某些稳态运行下，可以从所述第二估计中平稳地移除前馈分量。在关断-导通转换之后，并在达到稳态后，可以实现与关断状态转换的平稳“断开”。这种估计出现轻微变化(例如基于振荡或其标称频率的轻微变化的值)也是可能的。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：使用在所述转换状态下确定的所述电网电压的所述第一估计作为进入所述闭环控制环路的前馈信号，以实现所述电力电子变换器的所述被动运行模式与所述主动运行模式之间的平稳转换。

这提供了以下优点：通过提供进入所述闭环控制环路的所述前馈信号，可以实现所述电力电子变换器的所述被动运行模式与所述主动运行模式之间的平稳转换。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器用于：基于所述闭环控制环路，使用在所述转换状态下确定的所述电网电压的所述第一估计和通过所述电力电子变换器的电流控制环路计算的AC输出变换器电压参考来确定所述电网电压的所述第二估计。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述闭环控制环路基于所述电力电子变换器的输出滤波器的阻抗的预定义传递函数和所述配电网的阻抗的预定义传递函数。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电网电压的所述第一估计和所述电网电压的所述第二估计是所述配电网的刚性电网模型的刚性电网电压的估计或是在所述刚性电网模型与所述电力电子变换器之间的连接点处的电网电压的估计。

所述配电网的所述刚性电网模型如图3所示。它可以包括所述刚性电网电压和所述刚性电网模型与所述电力电子变换器之间的所述连接点处的所述电压。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述电力电子变换器包括用于电压源操作的多个分支单元，其中所述DC链路电压基于所述电力电子变换器的所述多个分支单元的DC链路电压之和。

这提供了以下优点：可以在CHB电路中应用无AC电压传感器运行，如图1所示。另一方面，可以强调的是，与单个AC中压传感器相比，构建聚合DC链路电压的多个DC链路传感器成本更低。

在所述电力电子变换器的一个示例性实现方式中，所述变换器电流是单相电力电子变换器的变换器电流；并且所述电网电压的所述第一估计和所述电网电压的所述第二估计是所述单相电力电子变换器的估计。

根据第二方面，本发明涉及一种用于控制配电网中的电力电子变换器分配电能的方法，其中所述方法包括：基于所述电力电子变换器的变换器电流来确定电网电压的第一估计，所述变换器电流可由所述电力电子变换器在所述电力电子变换器的被动运行模式下接收；确定所述电力电子变换器是处于主动(导通)运行模式还是被动(关断)运行模式；在确定所述电力电子变换器的转换状态时，所述控制器用于基于所述电网电压的所述确定第一估计和所述电力电子变换器的变换器电流来确定所述电网电压的第二估计，其中，在所述转换状态中，所述电力电子变换器正在从所述被动(关断)运行模式转换为所述主动(导通)运行模式；所述变换器电流可由处于所述转换状态的所述电力电子变换器基于闭环控制环路来接收。

通过使用这种方法，可以通过使用从所述电力电子变换器的所述被动(关断)运行(通常称为所述变换器的所述预充电阶段)获得的信息来实现所述变换器的无电压传感器运行。

通过将所述被动(关断)运行模式下的开环估计与所述变换器的所述闭环运行相结合，可以实现平稳转换。即，所述变换器的所述关断和导通状态的所述结合使整个运行平稳，这使得所述控制器非常适合于工业运行。

附图说明

本发明的更多实施例将结合以下附图进行描述，其中：

图1示出了连接到电网的示例性四象限三相级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器的框图；

图2示出了作为图1所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器的替代模块构建块的示例性单位功率因数整流器(Unity Power Factor Rectifier，UPFR)的概念表示；

图3示出了本发明提供的电力电子变换器和相应控制器的简化单线电路图；

图4示出了依赖于MV AC传感器的电网同步方案的示意图；

图5示出了本发明提供的不需要MV AC传感器的电网同步方案的示意图；

图6示出了本发明提供的用于控制电力电子变换器的控制器的第一阶段的示意图；

图7示出了本发明提供的用于控制电力电子变换器的控制器的第二阶段的示意图；

图8示出了本发明提供的用于控制电力电子变换器的控制器的第三阶段的示意图；

图9示出了图1所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器的DC链路总电压的示意图，在0.3s处变换器从关断状态转换为导通状态；

图10示出了图1所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器的AC电流的示意图，在0.3s处变换器从关断状态转换为导通状态；

图11示出了图1所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器在变换器与电网之间的连接点处的AC电压的示意图，在0.3s处变换器从关断状态转换为导通状态；

图12示出了图1所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器在变换器稳态运行下的AC电压的示意图；

图13示出了当估计变换器与电网之间的连接点处的电压而不是刚性电网电压时，本发明提供的用于控制电力电子变换器的控制器的第三阶段的示意图；

图14示出了本发明提供的用于控制配电网中的电力电子变换器的方法的示意图。

具体实施方式

以下结合附图进行详细描述，所述附图是描述的一部分，并通过图解说明的方式示出可以实施本发明的具体方面。应理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以利用其它方面，并且可以进行结构或逻辑更改。因此，以下详细描述不具有限制意义，并且本发明的范围由所附权利要求限定。

应理解，与所描述的方法有关的注解还适用于执行该方法的对应设备或系统，反之亦然。例如，如果描述了特定的方法步骤，则对应的设备可以包括执行所描述的方法步骤的单元，即使在附图中没有明确描述或示出这样的单元。此外，应理解，除非另外明确说明，否则本发明中描述的各种示例性方面的特征可以相互组合。

图1示出了连接到电网100的示例性四象限三相级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器电路110的框图。

AC输出电压由同一分支110a中的模块111a、112a、113a之和合成，即由电压v

多电平变换器的优点是以增加复杂性为代价的；在拓扑和控制方面。在控制方面，主要挑战是实现对DC链路电压的可靠鲁棒调节，尽管分支电流有共同且受限的路径。

对图1的ISOP SST概念可以针对电力输送沿一个方向进行的应用进行优化。在这种情况下，四象限单元121a可以由单位功率因数PWM拓扑作为构建块替代，例如图2所示的构建块。

图2示出了示例性单位功率因数整流器(Unity Power Factor Rectifier，UPFR)200的概念图，其可用作图1所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器110的构建块的基础。

基于UPFR的方法的关键特征如下：a)假设理想系统没有谐波，仅有基本组件，AC电流和AC电压同相，电力变换被限制在功率因数等于1时工作。b)实现了简单的布局和高功率密度，例如二极管比有源设备更简单。c)高频PWM操作使得：c.1)磁性元件尺寸减小且具有成本效益；c.2)实现高电能质量：连接点处的输出电流和电压均可实现低总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)。d)矢量控制和PWM技术(类似于四象限CHB中采用的技术)是合适的；参见J.Minibock和J.W.Kolar，“三相三电平单位功率因数整流器桥臂拓扑的比较理论和实验评估”，第32届IEEE电力电子专家会议(PESC)论文集，温哥华(加拿大)，2001年7月。

图3示出了本发明提供的电力电子变换器304和相应控制器320的简化单相电路图。特别地，图3示出了本发明中研究的系统/电路300的单线表示。为了简单起见，单相系统如图3所示，其中子索引“a”用于如图1所示的电网100的第一相100a的相“a”，但是该概念可以扩展到ISOP的任意数量的相和模块。变量308和变量311，即刚性电网电压311和电力电子变换器304与电网309之间的连接点处的电压，表示不可用的测量。变量303、305和307，即DC链路总电压303、输出相电压305和变换器电流307，表示用于解决该问题的可用变量。

图3中描述的系统变量和电路组件在下面进行说明。

-P

-v

-v

-i

-刚性电网电压e

-电网阻抗Z

-变换器304与电网309之间的连接点处的电压是e

-输出滤波器值Z

如上所述，本发明的基本思想是通过使用从变换器304的关断PWM阶段(通常称为预充电阶段)获得的信息来实现变换器304的无电压传感器运行，即变换器304处于关断或被动运行模式的状态。其思想是将开环估计与闭环结构相结合，其中所述开环估计是基于变换器304的单位功率因数特性做出的，期间不启用PWM操作和控制，即在预充电状态下；所述闭环结构是通过在电驱动应用中广泛报告的磁通观测器修改的。性能的关键是电力变换器开关操作开始时的平稳转换。这种转换通常与闭环控制启动(导通状态)相关。

通过应用控制器320来控制配电网309中的电力电子变换器304以分配电能，可以实现变换器304的无电压传感器运行，如下所述。

控制器320用于基于电力电子变换器304的变换器电流307来确定电网电压的第一估计611，例如刚性电网电压311或在连接点处的电压308，变换器电流307可由电力电子变换器304在电力电子变换器304的被动运行模式下接收。

控制器320用于确定电力电子变换器304是处于主动运行模式还是被动运行模式。在确定电力电子变换器304的转换状态321时，控制器320用于基于电网电压311、308的确定第一估计611和电力电子变换器304的变换器电流307来确定电网电压311、308的第二估计811，其中，在转换状态321中，电力电子变换器304正在从被动运行模式(关断)转换为主动运行模式(导通)；变换器电流307可由处于转换状态321的电力电子变换器304基于闭环控制环路(例如图8所示的闭环控制环路800)来接收。

控制器320可用于进一步基于电力电子变换器304在电力电子变换器304的被动运行模式下的DC链路电压303来确定电网电压311、308的第一估计611。

控制器320可用于进一步基于具有电网电压311、308的预定义标称频率的振荡612来确定电网电压311、308的第一估计611，例如如图6所示。

控制器320可用于进一步基于转换状态321下的变换器电流307的傅里叶分量613来确定电网电压311、308的第一估计611，例如如图6所示。

控制器320可用于基于将变换器电流307的傅里叶分量613与振荡信号612组合来确定电网电压311、308的第一估计611，所述振荡信号具有电网电压311、308的预定义标称频率作为振荡频率，例如如图6所示。

控制器320可用于基于以下操作来确定电网电压311、308的第一估计611：将变换器电流307的傅立叶分量613与振荡信号612组合以获得与变换器电流307同相的酉正弦量614，振荡信号612具有电网电压311、308的预定义标称频率作为振荡频率；将酉正弦量614与DC链路电压303相乘，例如如图6所示。

控制器320可用于基于转换状态321下的DC链路电压303

控制器320可用于基于转换状态321下的变换器电流307的傅里叶分量613

控制器320可用于基于在转换状态321下保持振荡612具有电网电压311、308的预定义标称频率来确定电网电压311、308的第二估计811，例如如图7所示。

控制器320可用于使用在转换状态321下确定的电网电压311、308的第一估计611作为进入闭环控制环路800的前馈信号，以实现电力电子变换器304的被动运行模式与主动运行模式之间的平稳转换321，例如如图8所示。

控制器320可用于使用在转换状态321下确定的电网电压311、308的第一估计611和通过电力电子变换器304的电流控制环路404计算的AC输出变换器电压参考505，基于闭环控制环路800(例如如图8所示)来确定电网电压311、308的第二估计811，例如如图8所示。

闭环控制环路800可以基于电力电子变换器304的输出滤波器的阻抗Z

电网电压311、308的第一估计611和电网电压311、308的第二估计811可以是配电网309的刚性电网模型的刚性电网电压311的估计，或者是在刚性电网模型与电力电子变换器304之间的连接点处的电网电压308的估计。

电力电子变换器304可以包括用于电压源操作的多个分支单元111a、112a、113a，例如如图1和2所示。DC链路电压303可以基于电力电子变换器304的多个分支单元111a、112a、113a的DC链路电压之和。

变换器电流307可以是电力电子变换器304的单相(例如，图1所示的相100a)的变换器电流。电网电压311、308的第一估计611和电网电压311、308的第二估计811可以是电力电子变换器304的单相100a的估计。

图4示出了依赖于MV AC传感器的电网同步电路400的示意图。

电网同步电路400包括多个(m＝1、2、……、M)独立的DC链路电压控制器401，每个控制器都接收相应的DC电压421和相应的DC参考电压422。下标“a”表示相100a(参见图1)，而下标m表示相应的分支111a、112a、113a(参见图1)。各个DC链路电压控制器401将相(例如，相100a)的参考功率423提供给电力至电流电路403，将相100a的参考功率423提供给电力至电流电路403，将相和分支m的参考功率424提供给占空比电路405。

在变换器304与电网309之间的连接点处的电压，即e

由于根据上述的本发明概念不使用e

图5示出了本发明提供的不需要MV AC传感器的电网同步电路500的示意图。图5充分地示出了本发明的目的，即：通过使用其它可用变量来移除成本高昂且复杂的传感器。还可以强调的是，在实践中，用于i

电网同步电路500包括与上文参考图4描述的电网同步电路400相同的电路块，但不使用e

在图5的电网同步电路500中，估计的是电网电压e

图6示出了本发明提供的图3所示的用于控制电力电子变换器304的控制器320的第一阶段600的示意图。

本发明概念的一个重要特征是在预充电阶段，即当变换器304的开关处于关断状态并且系统DC链路通过续流管充电时，使用系统的信息。

在第一阶段600中，当变换器304的PWM信号未被启用时，即在变换器的预充电期间，估计刚性电网电压。该系统用作无源整流器。

图6所示的数字过程变量包括采样周期相关项(kT)，而不是图3所示的连续时域(t)。这是为了反映数字控制的采样和保持过程。

在控制器320的第一阶段600中，四个示例性处理块620、621、622、623相互连接。乘法器620用于将正交波形

控制器320的第一阶段600的操作如下。通过二极管的电流具有低电能质量(脉动波形，而不是正弦波形)，原则上对于同步目的来说似乎不太可靠。然而，根据定义，电流的基本分量应与电网电压同相；即，变换器在单位功率因数(即，PF＝1)下工作；理解这种推测的一种直观方式是，AC电压波形的峰值对应于通过二极管到DC链路的电流的峰值。

为了在关断状态期间计算与AC电流同相(因此也与AC电压同相)的酉矢量，使用开环同步方法，该方法计算标称电网频率ω

另一方面，DC链路总电压303提供了相幅值(即，图3所示的相电压v

一旦有了估计的幅值和同相酉基频正弦波形，当乘以(623)两个变量303、614时得出刚性AC电网电压611。

图7示出了本发明提供的用于控制电力电子变换器的控制器的第二阶段的示意图。

在第二阶段700中，使用与上文参考图6描述的控制器的第一阶段中相同的四个示例性处理块620、621、622、623。但是，一些变量被冻结，即保持不变，如下所述。

在第二阶段700中，提供从关断状态到导通状态的平稳转换。导通状态是指电力变换器在PWM开关和闭环控制激活的情况下运行，而关断状态是指电力变换器在不使用PWM开关和停用闭环控制的情况下运行。

为实现平稳转换，可以提供进入导通状态估计的前馈信号611

当变换器304从被动运行模式转变到主动运行模式时，该前馈信号611

图8示出了本发明提供的用于控制电力电子变换器304的控制器320的第三阶段800的示意图。当变换器304的主动控制被激活，即PWM操作被启用时，刚性电网电压估计采用闭环观测器的形式，如图8所示。

控制器320的该第三阶段800是如下所述的闭环控制环路800。闭环控制环路800接收变换器电流307作为输入。第一加法器820用于从变换器电流307减去输出信号826。所得信号被提供给滤波器821。滤波器821的输出被加(822)到由上文参考图7描述的控制器320的第二阶段700提供的前馈信号611

估计器电路800，即闭环控制环路800，用作输入信号：电流测量i

为了确定传递函数825，需要实现电网和变换器阻抗Z

图9示出了图1和图2所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器110的DC链路总电压900的示意图，在0.3s处变换器从关断状态转换为导通状态。

本发明中提出的实现方式在单相变换器中进行了测试，该变换器将AC电网与7个UPFC单元的级联H桥连接(参见图1和图2，但仅考虑一个相，例如，相“a”和图2的单相版本)。使用PLECS软件的时域模拟作为数值方法来获得结果。

参考图3，模拟的值见下表1。为简单起见，两个阻抗都是纯电感性阻抗(忽略了装置中的电容/阻抗行为)。根据表中的数据，短路的SCR为2，这将反映在理论测量点电压的PWM失真上(参见图11和图12)。

表1：图1和图2所示的单相变换器110a的时域模拟值

图9显示了模拟的DC链路电压，其对应于图3所示的DC链路电压303。从关断状态到导通状态的转换在0.3s处：DC链路从对应于被动运行的值转换为闭环运行所达到的值。在模拟中略高于8kV的第一个电压大致对应于相峰值电压(在该假设中忽略预充电电阻中的压降)，因此是对电网电压幅值的良好估计，如上文参考图6描述的控制器320的第一阶段600。闭环运行期间获得的稳态值(在该模拟中接近10.5kV)取决于命令的参考值。

图10示出了图1和图2所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器的AC电流1000的示意图，在0.3s处变换器从关断状态转换为导通状态。

图10显示了在上述过程中的电流。在激活PWM信号和闭环主控制之前电流是脉动的，如上文参考图6描述的控制器320的第一阶段600。然后，在0.3s处，曲线对应于闭环运行：PWM操作清晰。由于模拟的轻载运行，稳态对应于非常低的电流消耗。

图11示出了图1和图2所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器在变换器与电网之间的连接点处的AC电压1100的示意图，在0.3s处变换器从关断状态转换为导通状态。

参考图1，刚性电网的AC电压的估计值

图12示出了图1和图2所示的级联H桥(Cascaded H-Bridge，CHB)变换器在变换器稳态运行下的AC电压1200的示意图。

图12详细展示了稳态运行和非常出色的噪声滤波特性。可以说，

图13示出了当估计变换器304与电网309之间的连接点处的电压308而不是刚性电网电压311时，本发明提供的用于控制电力电子变换器的控制器的第三阶段的示意图。

当变换器304的主动控制被激活，即PWM操作被启用时，变换器304与电网309之间的连接点处的电压308的估计采用闭环观测器的形式，如图13所示。

控制器320的该第三阶段1300是对应于图8所示的闭环控制800的闭环控制环路1300，不同之处在于，不使用图8所示的刚性电网电压611

估计器电路1300，即闭环控制环路1300，用作输入信号：电流测量i

本发明公开的思想可应用于可由图3表示的任何物理系统中。这包括交流电网的任意数量的相(通常1或3似乎是最相关的)。在多电平变换器的情况下，单元的数量或每个单元的电路由图3良好表示。图3还涵盖了最简单的变换器方案(如2电平变换器)。

在多相系统的情况下，明确提及三相系统，可以使用每相变量(即，每相一个估计)或使用通过克拉克或帕克变换获得的变量进行估计。换言之，参考坐标系的改变(即，在电力电子系统的控制中非常广泛使用的alpha/beta或dq变量)不会改变方案的性质(物理定律，因此估计器装置也是一样，不会受到使用克拉克或帕克变换的影响)。

在多相系统的情况下，各相之间共享公共DC链路(例如，中性点嵌位变换器结构)，关断状态估计期间的DC链路电压为线峰值电压(而不是相峰值电压)提供幅值估计。

标称电网频率ω

图14示出了本发明提供的(例如，如图3所示的)用于控制配电网中的电力电子变换器分配电能的方法1400的示意图。

方法1400包括：基于电力电子变换器的变换器电流来确定(1401)电网电压的第一估计，变换器电流可由电力电子变换器在电力电子变换器的被动运行模式下接收，例如，如上文参考图3至图13所描述的。

方法1400包括：确定(1402)电力电子变换器处于主动(导通)运行模式还是被动(关断)运行模式，例如，如上文参考图3至图13所描述的。

方法1400包括：在确定(1403)电力电子变换器的转换状态时，基于电网电压的确定第一估计和电力电子变换器的变换器电流来确定电网电压的第二估计，其中，在转换状态下，电力电子变换器正在从被动运行模式转换为主动运行模式；变换器电流可由处于转换状态的电力电子变换器基于闭环控制环路来接收，例如，如上文参考图3至图13所描述的。

尽管本发明的特定特征或方面可能已经仅结合几种实现形式中的一种进行公开，但此类特征或方面可以和其它实现形式中的一个或多个特征或方面相结合，只要对于任何给定或特定的应用是有需要或有利。而且，在一定程度上，术语“包括”、“有”、“具有”或这些词的其它变形在详细的说明书或权利要求书中使用，这类术语和所述术语“包含”是类似的，都是表示包括的含义。同样，术语“示例性地”、“例如”和“如”仅表示为示例，而不是最好或最佳的。可以使用术语“耦合”和“连接”及其派生词。应当理解，这些术语可以用于指示两个元件彼此协作或交互，而不管它们是直接物理接触还是电接触，或者它们彼此不直接接触。

尽管本文中已说明和描述特定方面，但所属领域的技术人员应了解，多种替代和/或等效实施方式可在不脱离本发明的范围的情况下所示和描述的特定方面。本申请旨在覆盖本文论述的特定方面的任何修改或变更。

尽管以上权利要求书中的元件是利用对应的标签按照特定顺序列举的，除非对权利要求的阐述另有暗示用于实施部分或所有这些元件的特定顺序，否则这些元件不必限于以所述特定顺序来实施。

通过以上启示，对于本领域技术人员来说，许多替代、修改和变化是显而易见的。当然，本领域技术人员容易认识到除本文所述的应用之外，还存在本发明的众多其它应用。虽然已参考一个或多个特定实施例描述了本发明，但所属领域的技术人员将认识到在不偏离本发明的范围的前提下，仍可对本发明作出许多改变。因此，应理解，只要是在所附权利要求书及其等效物的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。