混合滤波器、开关电源、充电设备、充电方法和充电系统

技术领域

本申请涉及电子技术领域，尤其涉及一种混合滤波器、开关电源、充电设备、充电方法和充电系统。

背景技术

电磁干扰（EMI，Electromagnetic Interference）指干扰源产生电磁干扰能量并经过耦合路径传输到敏感设备，使敏感设备的正常工作受到影响的电磁现象。电磁干扰通常是以共模（common mode，CM）干扰和差模（differential mode，DM）干扰两种形式存在。其中在低频段内以差模干扰为主，在中频段内差模干扰、共模干扰共存，在高频段内以共模干扰为主。

为抑制电磁干扰，目前的开关电源常采用两级滤波的方式：一级共模LC滤波器用于滤除共模干扰，一级差模LC滤波器用于滤除差模干扰。然而，LC滤波器由电感、电容等无源器件组成，具有低频段衰减量不足、体积大的局限性，无法在一定的体积指标内达到低频段的衰减指标要求。而且，若开关电源的开关频率发生改变，产生更多频次的干扰，无源滤波器基于原先的无源器件，将无法实现全频段滤波。

发明内容

有鉴于此，本申请提供一种混合滤波器、开关电源、充电设备、充电方法和充电系统。

第一方面，本申请提供一种混合滤波器。该混合滤波器包括无源滤波器和有源滤波器。无源滤波器电连接开关电源的母线，母线还电连接至开关电源中的直流变换模块，无源滤波器包括共模电感、X电容和Y电容，无源滤波器用于滤除直流变换模块工作时所产生的共模干扰信号。有源滤波器包括采样电路和程控放大补偿电路，程控放大补偿电路包括运算放大器和程控芯片。采样电路电连接母线，采样电路用于采样直流变换模块工作时所产生的差模干扰信号，得到采样电压。运算放大器的反相输入端电连接采样电路以接入采样电压，运算放大器的同相输入端电连接程控芯片以接入程控芯片提供的偏置电压，运算放大器的输出端电连接程控芯片以接入程控芯片提供的反馈电阻，运算放大器的输出端还电连接母线，运算放大器用于根据偏置电压和反馈电阻对采样电压进行反相增益放大，从而输出用于消除差模干扰信号的补偿电流。其中，程控芯片用于根据采样电压自适应地调整运算放大器的增益，以自适应地调整补偿电流。

基于这样的设计，一方面，本申请混合滤波器中既可以通过无源滤波器来滤除直流变换模块工作时产生的共模干扰信号，又可以同时通过有源滤波器来滤除直流变换模块工作时产生的差模干扰信号，由此可以有效抑制电磁干扰，降低电磁干扰对开关电源的影响。而且，有源滤波器还可以根据与差模干扰信号相关的采样电压自适应性调整补偿电流来调整滤波能力，因此，即使直流变换模块的开关频率发生改变，本申请混合滤波器结合无源滤波器和有源滤波器，也可以实现全频段滤波（包含低频段、中频段和高频段），取得理想的滤波效果。另一方面，由于有源滤波器无需采用大电感、大电容元件，体积和重量小，因此，本申请混合滤波器可以具有较小的体积和重量，可以减小占用空间，从而可实现在一定的体积指标内达到低频段的衰减指标要求，也有利于开关电源及充电设备的小型化及轻量化设计。

在一种可能的实现方式中，程控芯片用于调整反馈电阻和偏置电压中的至少一个，以调整运算放大器的增益。因此，本申请混合滤波器中，有源滤波器可以根据实际情况灵活调整运算放大器的增益，以尽可能地将差模干扰信号滤除，提升混合滤波器的整体滤波效果。而且，这样的设计也有利于提高增益调整的精度和范围，可以避免运算放大器工作于饱和状态。

在一种可能的实现方式中，程控芯片为可编程的数模转换器，可编程的数模转换器具有反馈引脚和输出引脚，其中，反馈引脚电连接运算放大器的输出端，以向运算放大器的输出端提供反馈电阻。输出引脚电连接运算放大器的同相输入端，以向运算放大器的同相输入端提供偏置电压。如此，可编程的数模转换器可以自适应地调整反馈电阻和偏置电压中的至少一个，以实现调整运算放大器的增益，从而实现调整有源滤波器的滤波效果。而且，可编程的数模转换器无需上位机软件进行控制，也无需另外设置控制芯片，因此可以实现独立设计，也有利于减小混合滤波器的体积。

在一种可能的实现方式中，有源滤波器还包括补偿电路，补偿电路的一端电连接运算放大器的输出端，补偿电路的另一端电连接母线，补偿电路用于将补偿电流转换成补偿电压后反馈回母线，补偿电压用于与差模干扰信号叠加抵消，以使差模干扰信号减小甚至完全消除。

在一种可能的实现方式中，程控放大电路还包括功率放大器，功率放大器连接于运算放大器的输出端和补偿电路之间，功率变大器用于对补偿电流进行功率放大后输出给补偿电路。因此，功率放大器能够提升有源滤波器的滤波能力和滤波效率。

在一种可能的实现方式中，差模干扰信号对应的频段位于有源滤波器的阻带内，其中，采样电路和补偿电路的下限截止频率均不大于差模干扰信号对应的频段的最小频率，程控放大电路的上限截止频率不小于差模干扰信号对应的频段的最大频率。基于这样的设计，本申请中有源滤波器可以实现将差模干扰信号滤除干净。

在一种可能的实现方式中，采样电路包括采样电容单元和采样电阻单元，采样电容单元的一端连接母线，采样电容单元的另一端通过采样电阻单元连接运算放大器的反相输入端。由于差模干扰信号在低频段，而采样电容单元和采样电阻单元可以构成RC低通滤波器，因此，采样电路能够准确采样到差模干扰信号。

在一种可能的实现方式中，补偿电路包括补偿电容单元和补偿电阻单元，补偿电阻单元的一端连接运算放大器的输出端，补偿电阻单元的另一端通过补偿电容单元连接母线。由于补偿电阻单元和补偿电容单元具有等效阻抗，因此补偿电路可以将运算放大器输出的补偿电流转换成补偿电压。

第二方面，本申请提供一种开关电源，开关电源包括整流模块、母线、直流变换模块、协议控制模块、PWM控制模块和上述第一方面或第一方面的任一种可能实现方式所述的混合滤波器。整流模块用于接收交流电，并将交流电转换为直流电。直流变换模块通过母线与整流模块电连接，直流变换模块用于将直流电进行转换后输出。协议控制模块用于根据预设充电协议输出对应的充电信息；充电信息包括充电电压和充电电流。PWM控制模块电连接协议控制模块和直流变换模块，PWM控制模块用于根据充电信息控制直流变换模块工作于相应的开关频率。混合滤波器电连接于整流模块和母线之间，并用于滤除直流变换模块工作时所产生的差模干扰信号和共模干扰信号，以降低电磁干扰对开关电源的影响。

在一种可能的实现方式中，当直流变换模块工作于不同的开关频率时，采样电路可以采样得到不同大小的采样电压。进而，运算放大器可以基于不同大小的采样电压输出相应的补偿电流，如此，混合滤波器仍可以将直流变换模块工作于不同的开关频率时所引发的不同差模干扰信号消除。

第三方面，本申请提供一种充电设备，包括输出接口和上述第二方面或第二方面的任一种可能实现方式所述的开关电源，输出接口与开关电源电连接，输出接口还用于与电子终端设备电连接，以为电子终端设备充电。

第四方面，本申请提供一种充电方法，应用于电源适配器，电源适配器包括输出接口和上述第二方面或第二方面的任一种可能实现方式所述的开关电源。该充电方法包括：响应于输出接口电连接电子终端设备，协议控制模块根据电子终端设备所支持的预设充电协议，输出对应的充电信息；充电信息包括充电电压和充电电流。PWM控制模块根据充电信息控制直流变换模块工作于相应的开关频率，以对电子终端设备进行充电。其中，在对电子终端设备进行充电的过程中，无源滤波器滤除直流变换模块工作时所产生的共模干扰信号。采样电路采样直流变换模块工作时所产生的差模干扰信号，得到采样电压。运算放大器根据偏置电压和反馈电阻对采样电压进行反相增益放大，从而输出用于消除差模干扰信号的补偿电流。其中程控芯片根据采样电压自适应地调整运算放大器的增益，以自适应地调整补偿电流。由此可见，本申请充电方法可以在电源适配器对电子终端设备充电过程中，通过混合滤波器来抑制电源适配器中直流变换器所产生的共模干扰信号和差模干扰信号。如此，可以有效改善电源适配器的电磁兼容（Electromagnetic Compatibility，EMC）问题，有利于减少充电过程中的功率损耗和产热量，进而有利于提升充电效率和充电安全性。

第五方面，本申请提供一种充电系统，包括电子终端设备和电源适配器，电源适配器执行如上述第四方面所述的充电方法时，对电子终端设备进行充电。

另外，第二方面至第五方面中任一种可能的实现方式所带来的技术效果可参考第一方面中不同实现方式所带来的技术效果，此处不再赘述。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。

图1是本申请实施例提供的充电系统的一种示意图。

图2是图1所示充电系统的一种结构示意图。

图3是图2中的充电设备的一种结构示意图。

图4是图3所示充电设备的另一种结构示意图。

图5是图3中直流变换模块的开关频率的一种时域图和频谱图。

图6是图3中直流变换模块的开关频率的另一种时域图和频谱图。

图7是图3中的混合滤波器的一种结构示意图。

图8是图7所示混合滤波器的一种电路图。

图9是图8中的有源滤波器的一种等效电路图。

图10是图7所示混合滤波器的另一种电路图。

图11是图10中的有源滤波器的一种等效电路图。

图12是本申请实施例提供的充电方法的一种流程图。

如下具体实施方式将结合上述附图进一步说明本申请。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

可理解的，本申请中所描述的连接关系指的是直接或间接连接。例如，A与B连接，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个其它电学元器件间接连接，例如可以是A与C直接连接，C与B直接连接，从而使得A与B之间通过C实现了连接。还可理解的，本申请中所描述的“A连接B”可以是A与B直接连接，也可以是A与B通过一个或多个其它电学元器件间接连接。

在本申请的描述中，除非另有说明，“/”表示“或”的意思，例如，A/B可以表示A或B。本文中的“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。此外，术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。

电磁干扰（EMI，Electromagnetic Interference）指干扰源产生电磁干扰能量并经过耦合路径传输到敏感设备，使敏感设备的正常工作受到影响的电磁现象。电磁干扰通常是以共模（common mode，CM）干扰和差模（differential mode，DM）干扰两种形式存在。其中在低频段（例如0.15～0.5MHz）内以差模干扰为主，在中频段（例如0.5～5MHz）内差模干扰、共模干扰共存，在高频段（例如5～30MHz）内以共模干扰为主。

为抑制电磁干扰，目前的开关电源常采用两级滤波的方式：一级共模LC滤波器用于滤除共模干扰，一级差模LC滤波器用于滤除差模干扰。然而，LC滤波器由电感、电容等无源器件组成，具有低频段衰减量不足、体积大的局限性，无法在一定的体积指标内达到低频段的衰减指标要求。而且，若开关电源的开关频率发生改变，产生更多频次的干扰，无源滤波器基于原先的无源器件，将无法实现全频段滤波。

因此，本申请实施例提供一种混合滤波器、开关电源、充电设备、充电方法和充电系统，可以滤除开关电源的共模干扰信号和差模干扰信号，而且还可以适应不同开关频率下的差模干扰信号的滤除，因此，即使开关电源的开关频率发生改变，混合滤波器仍可以实现全频段滤波。另外，本申请混合滤波器具有较小的体积和重量，可实现在一定的体积指标内达到低频段的衰减指标要求，也有利于开关电源、充电设备及充电系统的小型化和轻量化设计。

下面结合附图来对本申请的技术方案作进一步的详细描述。

请参阅图1，为本申请实施例提供的一种充电系统1000的示意图。在图1中，充电系统1000包括充电设备100和电子终端设备200。充电设备100可用于为电子终端设备200充电。

其中，充电设备100包括但不限于电源适配器、充电器、移动电源或其他可供电的电子设备。电子终端设备200包括但不限于手机、平板电脑、桌面型计算机、膝上型计算机、手持计算机、笔记本电脑、超级移动个人计算机（ultra-mobile personal computer，UMPC）、上网本，以及蜂窝电话、个人数字助理（personal digital assistant，PDA）、增强现实（augmented reality，AR）设备、虚拟现实（virtual reality，VR）设备、人工智能（artificial intelligence，AI）设备、可穿戴式设备、家电或其他用电设备。为描述方便，图1中以充电设备100是电源适配器，电子终端设备200是手机为例进行展示。

如图1所示，充电设备100设有输出接口20。输出接口20可以供线缆300的其中一端插入并连接，线缆300的另一端可以插入并连接于电子终端设备200的充电接口201中。其中，输出接口20和充电接口201不做限定，例如均可以是通用串行总线（Universal SerialBus，USB）接口，例如具体为USB TYPE C接口。

当充电设备100接入交流电时，充电设备100即可以与电子终端设备200建立电连接。进而，电子终端设备200与充电设备100进行协议握手，以向充电设备100发送支持的预设充电协议，电子终端设备200与充电设备100之间相互发送相关报文以告知自身的接口类型及充电规格。充电规格可以包括充电功率、充电电压、充电电流等参数规格。进而，充电设备100可以根据电子终端设备200所支持的预设充电协议的规则对电子终端设备200进行充电。也即，充电设备100可以根据预设充电协议输出合适大小的充电电压和充电电流给电子终端设备200，使得电子终端设备200得以充电。

其中，预设充电协议不做限定，例如可以包括公用充电协议、厂商的私有充电协议，又例如可以包括快充协议、普通的充电协议（也即非快充协议）。电子终端设备200可以支持多个预设充电协议。不同预设充电协议对应不同的充电能力。

而且，在一些情况下，电子终端设备200还可以在不同充电阶段支持不同的预设充电协议，并且可以在不同充电阶段根据不同的预设充电协议进行充电。进一步示例，在充电开始阶段，电子终端设备200可以支持普通的充电协议，因此，电子终端设备200与充电设备100进行实时通信，以请求充电设备100根据普通的充电协议输出对应的充电电压和充电电流，以对电子终端设备200进行非快速充电。在充电中间阶段，电子终端设备200还可以支持快充协议，由于相比于普通充电协议，快充协议的充电能力更高，要求提供给电子终端设备200的充电功率更大，因此，电子终端设备200可以请求充电设备100改变充电电压和充电电流，充电设备100进而根据快充协议输出对应的充电电压和充电电流，以对电子终端设备200进行快速充电。

请一并参阅图2，充电设备100还包括开关电源10。开关电源10位于充电设备100内部，开关电源10与输出接口20电连接。开关电源10可用于接入交流电，以将交流电转换成电子终端设备200所需的直流电后，通过输出接口20输出给电子终端设备200。

接下来，对开关电源10做进一步介绍。

请一并参阅图3，开关电源10包括整流模块1、母线a、直流变换模块2、协议控制模块3和PWM（脉冲宽度调制，Pulse Width Modulation）控制模块4。

整流模块1的输入端用于电连接电网或其他交流电源的L线（即相线，或者说火线）和N线（即零线），以接入交流电。整流模块1的输出端通过母线a与直流变换模块2的输入端电连接。直流变换模块2的输出端电连接输出接口20。如此，整流模块1可以将交流电整流成直流电后传输给直流变换模块2。直流变换模块2再将直流电转换成另一种直流电后输出至输出接口20。

协议控制模块3与输出接口20电连接，从而可以与电子终端设备200协议握手，以获知电子终端设备200所支持的预设充电协议，接收电子终端设备200的充电规格。进而，协议控制模块3可用于根据预设充电协议输出对应的充电信息。其中，充电信息可以包括充电电压、充电电流、充电功率等信息。不同预设充电协议所对应的充电信息不同。

PWM控制模块4电连接协议控制模块3和直流变换模块2。因此，PWM控制模块可以接收到协议控制模块3所反馈的充电信息，进而可以根据充电信息输出相应的PWM信号给直流变换模块2，以控制直流变换模块2的工作，使得直流变换模块2输出与充电信息一致的充电电压和充电电流。该充电电压和充电电流符合预设充电协议对应的充电能力，同时也符合电子终端设备200的充电规格。故，电子终端设备200得以正常、稳定地充电。

其中，PWM控制模块4控制直流变换模块2的工作，可以是控制PWM信号具有相应的频率和占空比，也即是控制直流变换模块工作于相应的开关频率、相应的占空比。另外，协议控制模块3可以检测直流变换模块2的实际输出情况并反馈给PWM控制模块4，以便PWM控制模块4知晓直流变换模块2的实际输出情况，进而更准确地控制直流变换模块2的工作。

在本申请实施例中，整流模块1可以采用单个二极管构成的半波整流电路、2个二极管构成的全波整流电路、4个二极管构成的整流桥电路（可参见图8）或其他整流电路，此处不做限定。协议控制模块3可以采用任一种可实现相应功能的协议芯片（也即协议IC）。PWM控制模块4可以采用任一种可实现PWM控制的控制芯片（也即控制IC）。

直流变换模块2可以采用任意一种直流-直流（Direct Current-Direct Current，DC-DC）变换器，例如升压（BOOST）变换器、降压（BUCK）变换器，或升降压（BUCK-BOOST）变换器。又例如，直流变换模块2可以采用反激变换器或正激变换器。

进一步示例，如图4所示，直流变换模块2为反激变换器，可以包括反激变压器21、开关管22和同步整流输出电路23。其中，反激变压器21的原边的一端与母线a相连，原边的另一端与开关管22相连，开关管22的其中一个连接端接地。开关管22可以是任意一种半导体开关管，在此不做限定。反激变压器21的副边通过同步整流输出电路23连接输出接口3。PWM控制模块4与开关管22相连。工作时，PWM控制模块4可以输出PWM信号给开关管22，以控制开关管22的通断状态。反激变压器21的原边可以从母线a接入直流电，并通过开关管22的通断来使直流电发生转换，以及使反激变压器21激磁或退磁，从而实现将能量传递到反激变压器21的副边。同步整流输出电路23可以将传递到副边的能量进行整流和滤波后输出至输出接口3。

其中，为稳定直流变换模块2所接入的直流电电压，直流变换模块2的输入端处（也即反激变压器21的原边）还可以连接有Bulk电容（图未示出）。

另外，图4中的协议控制模块3可以与同步整流输出电路23的输出端相连，以实时检测同步整流输出电路23输出的电压和电流并反馈给PWM控制模块4。其中，由于直流变换模块2设有反激变压器21，因此，在检测到同步整流输出电路23输出的电压和电流后，还需要通过反馈模块6将检测结果传输给PWM控制模块4。其中，反馈模块6可以是任意一种可以起到隔离作用的电路或器件，例如为光电耦合器（可简称光耦，Optocoupler）。

在直流变换模块2的工作过程中，由于电子终端设备200在不同充电阶段支持不同的预设充电协议，不同的预设充电协议对应不同的充电信息，因此，PWM控制模块4可以根据协议控制模块3在各充电阶段所反馈的充电信息来调整直流变换模块2中开关管22的开关频率和占空比。

例如，在充电开始阶段，PWM控制模块4可以根据普通充电协议对应的充电信息生成PWM信号，使得直流变换模块2中的开关管22工作于开关频率f1和占空比D1。在充电中间阶段，PWM控制模块4可以根据快充协议对应的充电信息生成PWM信号，使得直流变换模块2中的开关管22工作于开关频率f2和占空比D1，其中f2>f1，和/或，D2>D1。

应理解，在一些实施例中，对于各充电阶段，直流变换模块2中开关管22的占空比可以固定为D，开关频率可以固定为f（也即定频控制，可参见图5的时谱）。

根据傅里叶变换原理，随时间周期性变化的任意连续信号可以分解成基波分量和谐波分量的叠加形式。因此，幅值为U、周期为T、占空比为D的PWM信号

其中，

从而可以推导出，在不同开关频率倍数次的电压幅值

因此，对应地，如图5所示，PWM信号的频谱具有离散的多个谱线。其中，各个谱线代表一种频率分量，谱线的高度代表该种频率分量的幅值，也代表了该种频率分量的频域能量，频域能量和频率呈反比关系。谱线之间的间距代表对应的两种相邻频率分量的频率差。由于谐波频率为基波频率的整数倍，故谐波分量也可称为高频分量。

可以理解的是，在PWM信号的控制下，直流变换模块2的开关管22会频繁切换通断状态，导通的开关管22会有电流流经。由于流经的电流中包含有高频脉冲电流（也可以称为电流的高频分量，也即噪声电流），当高频脉冲电流流经电路中的电容时，就会造成差模干扰信号和共模干扰信号产生。具体地，当高频脉冲电流流经至直流变换模块2输入端上的Bulk电容时，会导致Bulk电容两端形成一定的压降（也即形成高频电压纹波），从而导致差模干扰电压产生。类似地，直流变换模块2的输入端与地之间存在分布电容（图未示出），因此也会形成共模干扰电压。

其中，当开关电源10采用不同的直流变换模块2，或直流变换模块2中开关管22的开关频率发生改变时，流经于电路中的电流会随着开关频率改变，因此，电流的高频分量也会随着开关频率变化，对应地，差模干扰信号也会随着开关频率变化。

应理解，在另一些实施例中，对于各充电阶段，直流变换模块2中开关管22的占空比也可以周期性变化，使得开关频率是在设定的频率范围内随时间周期性变化（也即抖频控制）。例如，如图6所示，开关频率在fmin~fmax的范围内变化，如先从fmin递增fmax，再从fmax递减到fmin，如此循环往复。

可以理解，与前述定频控制相同，抖频控制也会造成差模干扰信号和共模干扰信号产生。不过，相比于图5，图6中PWM信号的频谱会更分散，频谱中的谱线会更多。即，PWM信号的频带更宽，即频带的最大频率更大，最小频率更小，故，频率分量的数量会更多。而且，根据Parseval定理，信号时域的能量不变，则频域能量守恒。因此，图6中的谱线的高度会降低。即，各种频率分量的幅值会变小，各种频率分量的频域能量会降低，如此可以从源头上减弱电磁干扰，但电磁干扰抑制效果也较为有限。

对此，请再次参阅图3和图4，本申请实施例开关电源10还包括混合滤波器5。混合滤波器5电连接于整流模块1和母线a之间，可用于滤除直流变换模块2工作时所产生的差模干扰信号和共模干扰信号，因此可以提升电磁干扰抑制效果，降低电磁干扰对开关电源10的影响。

请一并参阅图7，混合滤波器5包括无源滤波器51和有源滤波器52。其中，无源滤波器51电连接于整流模块1和母线a之间，无源滤波器51可用于滤除直流变换模块2工作时所产生的共模干扰信号。有源滤波器52电连接母线a且与无源滤波器51串联，有源滤波器52用于滤除直流变换模块2工作时所产生的差模干扰信号。

其中，无源滤波器51的具体电路结构不做限定，只要无源滤波器51能够滤除共模干扰信号，也即，无源滤波器51的阻带包含共模干扰信号对应的频段（包括中频段和高频段，其中中频段例如为0.5～5MHz，高频段例如为5～30MHz）即可。

例如，无源滤波器51可以包含有共模电感、X电容（也即差模电容）和Y电容（也即共模电容）。进一步示例，请参阅图8，无源滤波器51可以包括一个共模电感（对应图8中的Ly）、一个X电容（对应图8中的Cx）和两个Y电容（对应图8中的Cy）。共模电感一端连接整流模块1中用于连接L线的输入端，共模电感另一端连接整流模块1的输出端。两个Y电容串联，且两个Y电容的连接点接地。串联后的两个Y电容与共模电感、X电容并联。可以理解，共模电感可以和两个Y电容共同形成LC滤波器，因此可以用以滤除高频段的共模干扰信号。共模电感及其漏感还可以与X电容共同形成另一LC滤波器，因此还可以用以滤除中频段的共模干扰信号。

请继续参阅图7，有源滤波器52可以包括采样电路521和程控放大补偿电路522。程控放大补偿电路522可以包括运算放大器（operational amplifier，OPA）5221、程控芯片5222和补偿电路5223。

具体地，如图8所示，采样电路521可以包括采样电容单元和采样电阻单元。其中采样电容单元可以包括至少一个电容元件，采样电阻单元可以包括至少一个电阻元件，此处不做具体限定。为描述方便，采样电容单元以电容C1进行展示，采样电阻单元以电阻R1进行展示。采样电容单元的一端电连接母线a，采样电容单元的另一端电连接采样电阻单元的一端。

可以理解，采样电容单元和采样电阻单元可以共同构成RC低通滤波电路，由于差模干扰在低频段（例如0.15～0.5MHz），因此，采样电路521可用于采样直流变换模块2工作时所产生的差模干扰信号，得到与差模干扰信号相关联的采样电压Vs。其中，由于差模干扰信号会随着开关频率变化，因此，当直流变换模块2工作于不同的开关频率时，采样电路521可以采样得到不同的采样电压Vs。

应理解，在其他实施例中，上述采样电路521也可以采用可实现相同功能的其他电路/模块，此处不做限定。

请继续参阅图8，运算放大器5221的反相输入端电连接采样电阻单元的另一端，因此可以接入采样电路521的采样电压Vs。运算放大器5221的同相输入端电连接程控芯片5222，因此可以接入程控芯片5222提供的偏置电压Vref。运算放大器5221的输出端电连接程控芯片5222，因此可以接入程控芯片5222提供的反馈电阻Rf。运算放大器5221的输出端还通过补偿电路5223电连接母线a。

其中，程控芯片5222可以采用可编程的数模转换器（也可称为智能数模转换器，Smart Digital-to-Analog Converter，Smart DAC）。该数模转换器可以包括电源引脚VCC、接地引脚GND、输出引脚OUT和反馈引脚RF。其中，电源引脚VCC用于接入电源电压Vcc（图中未示出），接地引脚GND用于接地（图中未示出）。输出引脚OUT用于通过电阻R2与运算放大器5221的同相输入端电连接，以向同相输入端提供偏置电压Vref。反馈引脚RF用于与运算放大器5221的输出端电连接，以向运算放大器5221的输出端提供反馈电阻Rf。

应理解，图8中示出的程控芯片5222的引脚标号仅为示例，并不构成对本申请实施例的具体限定。在实际应用中，还可以使用程控芯片5222的其他标号的引脚实现图8中示出的引脚的功能，或者，程控芯片5222还可以有更多引脚。应理解，在其他实施例中，上述程控芯片5222也可以采用其他控制电路/模块，只要其他控制电路/模块可以实现相应的功能即可，此处不做限定。

可以理解，该数模转换器内部集成有控制器、电源电路和精密的电阻网络（图8中均未示出），电阻网络可以包括电阻元件和开关元件。而且，控制器中可以存储有采样电压Vs、偏置电压Vref和反馈电阻Rf之间的对应关系。因此，控制器可以根据运算放大器5221的反相输入端所接入的采样电压Vs控制电源电路对电源电压进行相应处理，使得OUT引脚可以输出相应的偏置电压Vref至运算放大器5221的正相输入端。控制器还可以根据采样电压Vs控制开关元件导通或关断，从而控制不同电阻元件之间的连接关系，也即控制电阻网络的分压情况，使得RF引脚可以为运算放大器5221提供相应的反馈电阻Rf。其中，电阻网络可以与运算放大器5221的反相输入端电连接以使反馈电阻Rf电连接于运算放大器5221的反相输入端和输出端之间，或者，也可以是电阻网络提供的等效电阻等同于连接于运算放大器5221的反相输入端和输出端之间的反馈电阻Rf，此处不做限定。

基于这样的设计，请参阅图9，运算放大器5221和程控芯片5222可以等效为可程控的反相放大电路。具体来说，运算放大器5221可以根据偏置电压Vref和反馈电阻Rf对采样电压Vs进行反相增益放大，从而输出与采样电压Vs方向相反（即反相）的电压Vo以及补偿电流Ic。可理解，根据欧姆定理，补偿电流Ic可由Vo转换得到。可理解，补偿电流Ic与采样电压Vs反相，也就是与直流变换模块2工作时所产生的差模干扰信号反相。

其中，程控芯片5222可用于根据采样电压Vs来调整偏置电压Vref和反馈电阻Rf中的至少一个，以自适应性调整运算放大器5221的增益，进而自适应地调整补偿电流Ic的大小。

为便于理解，下面结合运算放大器5221的表达式加以说明。

运算放大器5221具有如下表达式（1）：

（1）

表达式（1）可以转换为表达式（2）：

（2）

其中，

在本申请实施例中，偏置电压Vref和采样电压Vs可以呈比例关系，即，

（3）

其中，

由此可见，当调整偏置电压Vref和反馈电阻Rf中的至少一个时，运算放大器5221的增益也会随之发生调整，进而补偿电流Ic也会发生调整。

请再次参阅图8和图9，补偿电路5223可以包括补偿电容单元和补偿电阻单元。其中补偿电容单元可以包括至少一个电容元件，补偿电阻单元可以包括至少一个电阻元件，此处不做具体限定。为描述方便，补偿电容单元以电容C2进行展示，补偿电阻单元以电阻R3进行展示。补偿电阻单元的一端连接运算放大器5221的输出端，补偿电阻单元的另一端通过补偿电容单元连接母线a。

基于这样的设计，当运算放大器5221输出补偿电流Ic时，由于补偿电阻单元和补偿电容单元具有等效阻抗，因此，补偿电路5223可用于将补偿电流Ic转换成补偿电压Vc。可理解，补偿电路5223通过母线a与直流变换模块2构成电连接，因此，补偿电路5223可用于将补偿电压Vc反馈回母线a。进而，补偿电压Vc可以与直流变换模块2工作时所产生的差模干扰信号叠加。由于补偿电流Ic与采样电压Vs反相，对应地，补偿电压Vc也会与差模干扰信号反相，因此，叠加后补偿电压Vc可以与差模干扰信号相抵消，使得差模干扰信号减小。此过程可理解为电压补偿过程。从这也可以看出，补偿电流Ic可用于消除差模干扰信号。

应理解，在其他实施例中，上述补偿电路5223也可以采用可实现相同功能的其他电路/模块，此处不做限定。

可以理解，在一次电压补偿之后，差模干扰信号被消减，但可能还未完全消除。因此，本申请实施例的程控放大补偿电路522可以对差模干扰信号进行多次电压补偿。由于差模干扰信号在每次电压补偿之后会变小，因此，程控放大补偿电路522需要调整补偿电流Ic，以使得调整后的补偿电压Vc与差模干扰信号相匹配。

具体地，当差模干扰信号被削减后，采样电路521采样得到的采样电压Vs相应变小。程控芯片5222可以根据变小后的采样电压Vs自适应地调整反馈电阻Rf的阻值和调整偏置电压Vref中的至少一个，以自适应地调整运算放大器5221的增益A2，进而可以自适应地调整补偿电流Ic。进一步地，也就可以自适应地调整补偿电压Vc，使得补偿电压Vc能够将差模干扰信号进一步抵消甚至完全消除。

此外，在电子终端设备200的不同充电阶段时，由于电子终端设备200支持不同的预设充电协议，因此直流变换模块2会改变开关频率。或者，由于开关电源10采用抖频控制方式，因此直流变换模块2会周期性地改变开关频率。在直流变换模块2的开关频率发生变化的情况下，差模干扰信号也会发生变化。对此，同样地，程控放大补偿电路522也需要调整补偿电流Ic，具体调整过程如前所述，故此处不再重复。

总的来说，本申请实施例的有源滤波器52的滤波与差模干扰信号的变化情况、开关电源10的工作状态相关联。有源滤波器52可以根据差模干扰信号的大小、开关电源10的工作状态自适应地调整偏置电压Vref和反馈电阻Rf中的至少一个来调整增益，从而实现调整补偿能力和滤波效果。如此，可使得差模干扰信号基本被消除或最大程度地被消除。

而且，本申请实施例有源滤波器52可以提供高精度和大数值范围的偏置电压Vref和反馈电阻Rf，相比于增益固定或未设有偏置电压的运算放大器5221，增益的调整范围更大，调整可以更精确灵活，因此更能提升对差模干扰信号的滤波能力和滤波效果。而且，还可以避免因为采样电压Vs随差模干扰信号变得过大而导致运算放大器5221工作在饱和状态，进而导致电压Vo被钳位在运放的供电电压而无法提供更合适的补偿电流，造成滤波效果减弱，也无法适应开关电源10的不同工作状态的情况发生。

此处需要说明的是，在开关电源10的工作过程中，整流模块1或整流模块1所连接的交流电源产生的浪涌电压可能会传输至母线a，进而传输至开关电源10，导致影响到开关电源10的正常工作。由于在本申请实施例中，有源滤波器52可以根据采样电压Vs自适应调整补偿电流，因此，有源滤波器52在电压补偿过程中其实也削减或消除了传输至母线a的浪涌电压，因此，本申请实施例有源滤波器52也起到了输入防护的作用。

另外，本申请实施例有源滤波器52在工作过程中，由于可以自适应控制，无需使用上位机软件或另外设置控制芯片进行控制，因此可以独立化设计，在实际实施和应用时也可以更简单、方便，成本更低，滤波效率也更高。而且，有源滤波器52中，补偿电路5223和采样电路521可由电阻元件和较小的电容元件构成，运算放大器5221和程控芯片5222均可采用芯片元件，无需大体积元件，因此，本申请实施例有源滤波器52的整体体积可以很小，重量可以很轻，集成化也较为容易。

请参阅图10，为提高有源滤波器52的补偿能力，程控放大补偿电路522还可以包括功率放大器5224（power amplifier，PA）。功率放大器5224电连接于运算放大器5221的输出端和补偿电路5223之间。基于这样的设计，当运算放大器5221输出补偿电流Ic后，功率变大器可用于对补偿电流Ic进行功率放大，再将功率放大后的补偿电流Ic输出给补偿电路5223。

在本申请实施例中，功率放大器5224可以采用任意一种可实现功率变大的电路。例如，请参阅图11，功率放大器5224可以是AB类互补对称功率放大电路。在AB类互补对称功率放大电路中，功率管T1和T2分别采用NPN型和PNP型三极管，T1和T2交替导通。任意一个功率管在导通时可以对补偿电流Ic进行功率放大。电源电压+Vee在二极管D1产生的压降可以为功率管T1提供一个合适的静态偏压，电源电压-Vee在D2上产生的压降可以为功率管T2提供一个合适的静态偏压，使功率管T1和T2处于微导通状态，从而实现克服交越失真，获得较好的功率放大效果。

而且，如图10所示，程控芯片5222的反馈引脚与功率放大器5224的输出端电连接。基于这样的设计，如图11所示，反馈电阻Rf可以等效设置于功率放大器5224的输出端（或者说补偿电路5223的输入端）与运算放大器5221的反相输入端之间，如此，可以使得运算放大器5221的增益保持为A2，降低增益计算的复杂度。

在本申请实施例中，有源滤波器52可以达到设定的插入损耗(Insertion Loss，IL)，例如可达到40dB。可理解，插入损耗是用于衡量滤波器对电磁干扰抑制能力的一种参数，具体是指滤波器未接入时从噪声源端传输到负载端的功率，与接入滤波器之后从噪声源端传输到负载端的功率之比。

以图8和图9所示的实施例，插入损耗为40dB进行说明。有源滤波器52的插入损耗为：

其中，

由于有源滤波器52包括采样电路521、程控放大补偿电路522和补偿电路5223，因此，有源滤波器52的增益可理解为采样电路521的增益A1、程控放大补偿电路522的增益A2、补偿电路5223的增益A3的乘积，因此，

继续以图8和图9所示的实施例，差模干扰信号对应的频段为0.15～0.5MHz进行说明。对于采样电路521，其增益A1为：

其中，

基于增益A1可以看出，采样电路521呈高通特性，其下限截止频率为

对于程控放大补偿电路522，如前所述，程控放大补偿电路522的增益A2为：

基于增益A2可以看出，程控放大补偿电路522呈低通特性，其上限截止频率为

对于补偿电路5223，其增益A3为：

其中，

基于增益A3可以看出，补偿电路5223具有高通特性，其下限截止频率为

因此，有源滤波器52的增益为：

总的来说，在本申请实施例有源滤波器52中，采样电路521的下限截止频率

另外，本申请实施例还提供一种充电方法。该充电方法可应用于前述充电设备100中，因此，充电设备100可以执行该充电方法，以对电子终端设备200进行充电。

下面对该充电方法进行介绍。其中，为方便描述，以前述充电设备100是电源适配器为例进行说明。请参阅图12，该充电方法可以包括：

步骤S1：响应于输出接口20电连接电子终端设备200，协议控制模块3根据电子终端设备200所支持的预设充电协议，输出对应的充电信息。其中，充电信息可以包括充电电压、充电电流等信息。

在步骤S1之前，电子终端设备200可以响应于充电接口201电连接电源适配器，与协议控制模块3进行协议握手。

在这一过程中，电子终端设备200可以向电源适配器发送自身所支持的预设充电协议，电子终端设备200与电源适配器之间可以相互发送相关报文以告知对方自身的接口类型及充电规格。

因此，在步骤S1中，协议控制模块3可以获知电子终端设备200所支持的预设充电协议，接收电子终端设备200上报的充电规格，进而输出对应的充电信息给PWM控制模块4。该充电信息符合充电规格且达到预设充电协议要求的充电能力。

步骤S2：PWM控制模块4根据充电信息控制直流变换模块2工作于相应的开关频率，以对电子终端设备200进行充电。

可以理解，PWM控制模块4可以根据充电信息生成PWM信号给直流变换模块2，通过控制PWM信号的频率和占空比中的至少一个，即可以控制直流变换模块2中开关管22的开关频率。

其中，在对电子终端设备200进行充电的过程中，

无源滤波器51滤除直流变换模块2工作时所产生的共模干扰信号（对应高频段和中频段，如不小于500KHz）。

有源滤波器52自适应地滤除直流变换模块2工作时所产生的差模干扰信号（对应低频段，如小于500KHz）。

具体地，采样电路521采样直流变换模块2工作时所产生的差模干扰信号，得到采样电压。

运算放大器5221根据偏置电压和反馈电阻对采样电压进行反相增益放大，从而输出用于消除差模干扰信号的补偿电流。可理解，补偿电路5223将补偿电流转换成补偿电压后输出至母线a，补偿电压用于与差模干扰信号叠加抵消。

其中，程控芯片5222还根据采样电压自适应地调整运算放大器5221的增益，以自适应地调整补偿电流。可理解，程控芯片5222可以自适应地调整其提供给运算放大器5221的偏置电压和/或反馈电阻的大小，以自适应地调整运算放大器5221的增益。

另外，在上述充电过程中，协议控制模块3与电子终端设备200之间进行实时通信。电子终端设备200可以向协议控制模块3发送请求，请求用于指示电源适配器改变充电电压和充电电流。

因此，方法还可以包括：

响应于接收到电子终端设备200的请求，协议控制模块3根据电子终端设备200在不同充电阶段中所支持的不同预设充电协议，输出不同的充电信息给PWM控制模块4。

PWM控制模块4根据不同的充电信息调整直流变换模块2的开关频率，使得直流变换模块2输出相应的充电电压和充电电流，以满足电子终端设备200的请求。

在这一过程中，程控芯片5222可以参照步骤S2中的自适应调整过程来调整补偿电流，以适应不同开关频率下的差模干扰信号，故此处不再赘述调整过程。

可以理解的是，上述充电方法中的各步骤还可参考前述充电系统1000、充电设备100、开关电源10及混合滤波器5中的相关描述，故此处不再重复。

综上所述，本申请实施例混合滤波器5采用一级无源滤波器51和一级有源滤波器52，其中无源滤波器51可以滤除直流变换模块2工作时产生的共模干扰，有源滤波器52可以滤除直流变换模块2工作时产生开关电源10的差模干扰，而且，有源滤波器52还可以根据与差模干扰信号相关的采样电压自适应性调整补偿电流来调整滤波能力，因此，即使直流变换模块2的开关频率发生改变，差模干扰信号发生变化，本申请混合滤波器5结合无源滤波器51和有源滤波器52，也可以实现全频段滤波（包含低频段、中频段和高频段），取得理想的滤波效果，有效改善开关电源10、充电设备100及充电系统1000的电磁兼容（Electromagnetic Compatibility，EMC）问题。

而且，本申请实施例混合滤波器5中，无源滤波器51可以将高幅度、高变化率的共模干扰信号滤除，从而可以避免高幅度、高变化率的共模干扰信号影响到运算放大器5221和程控芯片5222。因此，基于无源滤波器51和有源滤波器的结合，可有利于有源滤波器52的正常工作，确保有源滤波器52的滤波效果。

另外，由于有源滤波器52无需采用大电感、大电容元件，体积和重量小，因此，本申请混合滤波器5可以具有较小的体积和重量，例如，相比于采用两级无源LC滤波器，本申请实施例混合滤波器5在体积上可减少约40%。因此，本申请混合滤波器5可实现在一定的体积指标内达到低频段的衰减指标要求，也更易集成为芯片模块，占用空间少，安装也较灵活，如此可有利于开关电源10、充电设备100及充电系统1000的小型化和轻量化设计。

在本申请实施例充电方法中，当充电设备100对电子终端设备200充电时，由于混合滤波器5可以有效抑制充电设备100工作时所产生的电磁干扰，因此，还有利于减少充电过程中的功率损耗和产热量，进而有利于提升充电效率和充电安全性。

需要说明的是，在本申请混合滤波器、开关电源实施例中的各功能单元可以全部集成在一个单元中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以视情况采用硬件加软件功能单元的形式实现。

本申请上述集成的单元如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机、服务器、或者网络设备等）执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分。而前述的存储介质包括：移动存储设备、ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

对于前述的方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本申请并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本申请，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。

以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。