固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备

技术领域

本发明关于一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备。

背景技术

CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor)图像传感器已作为使用了检测光并产生电荷的光电转换元件的固体摄像装置(图像传感器)投入实际使用。

CMOS图像传感器已被广泛用作数码相机、摄像机、监控相机、医疗用内窥镜、个人电脑(PC)、手机等便携终端装置(移动设备)等各种电子设备的一部分。

CMOS图像传感器包括在每个像素中具有光电二极管(光电转换元件)及浮动扩散层(FD：Floating Diffusion，浮置扩散层)的FD放大器，该CMOS图像传感器的主流读出类型为列并列输出型，即，选择像素阵列中的某一行，同时向列(column)输出方向对这些行进行读出。

又，实际上关于列并列输出型CMOS图像传感器的像素信号读出(输出)电路已经提出了各种方案。

其中，其最先进的电路之一是在每个列(column)中具备模拟-数字转换器(ADC(Analog digital converter))，将像素信号作为数字信号进行提取的电路(例如参照专利文献1、2)。

在该搭载了列并列ADC的CMOS图像传感器(列AD方式CMOS图像传感器)中，比较器(comparator)对所谓的RAMP波和像素信号(电压信号)进行比较，通过以后段计数器进行数字CDS来进行AD转换。

但是，这种CMOS图像传感器虽然能够高速传输信号，但是存在无法进行全局快门读出的缺点。

与此相对，提出了一种数字像素(pixel)传感器，其在各像素中配置包括比较器的ADC(进而是存储器部)，能够实现对像素阵列部中的全部像素在同一定时执行曝光开始和曝光结束的全局快门(例如参照专利文献3、4)。

在具备上述以往的数字像素传感器的C M OS图像传感器中，能够实现全局快门功能，又，在各像素中配置包括比较器的A DC,能够通过规定的读出模式实现宽动态范围。

此外，作为使动态范围扩大的方法，例如，已知有从图像传感器的同一像素读出存储时间不同的两种信号，将这两种信号组合而使动态范围扩大的方法，或将高灵敏度的像素中动态范围小的信号和低灵敏度中扩大动态范围后的信号组合而使动态范围扩大的方法等。

专利文献5中提出了一种用于红外线图像化的单位像素结构，其具有覆盖低光电平和高光电平两者的两个输入段、以及用于扩展动态范围的内部的自动输入选择电路。

并且，作为可实现的数字安装，专利文献5中记载了对单位像素应用了脉冲频率调制(PFM)ADC的技术。

又，专利文献6中记载了一种具备达成优异的量子化噪声性能的PF M功能及扩展计数器的数字读出系统像素电路。

在此，将结合图1及图2对PFM的基本构成及功能进行说明。

图1是表示具备PFM功能的数字读出系统像素电路的第一构成例的图。

图2是表示具备PFM功能的数字读出系统像素电路的第二构成例的图。

图1的像素电路1包括光电二极管PD1、复位晶体管RST-Tr、比较器2以及计数器3而构成。

在像素电路1中，由比较器2对光电二极管PD1的电荷存储节点N D1的电压和相当于光电二极管PD1的饱和电压VSA1的基准电压Vref1(＝VSA1)进行比较。

作为比较的结果，若节点电压ND1达到饱和电压VSA1，则比较器2的输出作为反馈复位信号FRST而被反馈到复位晶体管RST-Tr的栅极，由此复位晶体管RST-Tr成为导通状态。

即，通过反馈复位动作来复位光电二极管PD1的存储电荷。又，由计数器3对光电二极管PD1的复位次数进行计数。

图2的像素电路1A在光电二极管PD1的电荷存储节点ND1和作为输出节点的浮置扩散层FD1之间连接有传输晶体管TG-Tr，所述传输晶体管TG-Tr由控制信号TG控制导通状态。

又，在像素电路1A中，在反馈复位信号FRST的反馈路径配置有逻辑电路(logiccircuit)4,考虑到逻辑电路4的延迟，在比较器2的输出侧及逻辑电路4的输入侧配置有延迟电路5-1、5-2。

在像素电路1A中，传输晶体管TG-Tr在曝光期间被控制为导通状态(On state)，在浮置扩散层FD1的复位阶段中被控制为非导通状态(Off state)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2005-278135号公报

专利文献2：日本特开2005-295346号公报

专利文献3：US 7164114 B2 FIG,4

专利文献4：US 2010/0181464 A1

专利文献5：US 9324745 B2

专利文献6：US 9197834 B2

发明内容

本发明所要解决的技术问题

然而，上述图1及图2的像素电路1、1A中具有如下所示的缺点。

在图1的像素电路1中，由于不具有传输晶体管TG-Tr，因此光电二极管PD1的暗电流成为大问题，在上述的动作中，难以读出光电二极管PD1的低照度下的小信号。

虽然在图2的像素电路1A中具有传输晶体管TG-Tr，但是在传输晶体管TG-Tr下的硅界面处的光电二极管PD1的暗电流仍然是重要的问题。并且，在上述的动作中，难以读出光电二极管PD1的低照度下的小信号。

又，在像素电路1A中，由于具备控制传输晶体管TG-Tr的逻辑电路(NAND，NOR)4，因此难以实现像素尺寸的微细化。

本发明提供一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备，其能够在维持灵敏度及饱和电荷数的同时以低噪声读出低照度下的小信号，并且能够实现像素尺寸的微细化。

用于解决技术问题的技术方案

本发明第一观点的固体摄像装置具有：读出像素，其进行光电转换，能够读出与入射光的照度条件相应的信号；比较器，其比较从所述读出像素读出的电压信号和基准信号，输出与比较结果相应的比较结果信号；以及选择计数器电路，其包括选择电路和计数器电路，所述选择电路能够选择外部时钟和比较器输出中的任一个，所述计数器电路对来自所述选择电路的输出进行计数，所述读出像素包括：光电转换元件，其在曝光期间存储与入射光量相应的电荷；传输元件，其在所述曝光期间被保持为非导通状态，在传输期间被保持为导通状态而传输存储在所述光电转换元件的电荷；浮置扩散层，其保持由所述传输元件传输的电荷以将所述电荷作为电压信号读出；至少一个复位元件，其能够进行排出所述浮置扩散层的存储电荷的复位处理；以及溢出路径，其能够使从所述光电转换元件溢出的电荷向所述浮置扩散层区域方向溢出，所述读出像素、所述比较器、所述选择电路以及所述计数器电路在高照度条件下，若与所述浮置扩散层的保持电荷相应的电压信号达到所述基准电压，则通过所述比较器的比较结果信号的反馈复位动作对所述浮置扩散层进行自复位，并根据所述比较结果信号对该浮置扩散层的复位频率进行以所述选择计数器电路计数的脉冲频率调制(PFM)模式动作，在低照度条件下，进行使用了所述光电转换元件的存储电荷及溢出电荷的双采样读出模式动作。

本发明第二观点是一种固体摄像装置的驱动方法，所述固体摄像装置具有：读出像素，其进行光电转换，能够读出与入射光的照度条件相应的信号；比较器，其比较从所述读出像素读出的电压信号和基准信号，输出与比较结果相应的比较结果信号；以及选择计数器电路，其包括选择电路和计数器电路，所述选择电路能够选择外部时钟和比较器输出中的任一个，所述计数器电路对来自所述选择电路的输出进行计数，所述读出像素包括：光电转换元件，其在曝光期间存储与入射光量相应的电荷；传输元件，其在所述曝光期间被保持为非导通状态，在传输期间被保持为导通状态而传输存储在所述光电转换元件的电荷；浮置扩散层，其保持由所述传输元件传输的电荷以将所述电荷作为电压信号读出；至少一个复位元件，其能够进行排出所述浮置扩散层的存储电荷的复位处理；以及溢出路径，其能够使从所述光电转换元件溢出的电荷向所述浮置扩散层区域方向溢出，其中，在高照度条件下，若与所述浮置扩散层的保持电荷相应的电压信号达到所述基准电压，则通过所述比较器的比较结果信号的反馈复位动作对所述浮置扩散层进行自复位，并根据所述比较结果信号对该浮置扩散层的复位频率进行以所述选择计数器电路计数的脉冲频率调制(PFM)模式动作，在低照度条件下，进行使用了所述光电转换元件的存储电荷及溢出电荷的双采样读出模式动作。

本发明第三观点的电子设备具有：固体摄像装置；以及光学系统，其在所述固体摄像装置将被摄体像成像，所述固体摄像装置具有：读出像素，其进行光电转换，能够读出与入射光的照度条件相应的信号；比较器，其比较从所述读出像素读出的电压信号和基准信号，输出与比较结果相应的比较结果信号；以及选择计数器电路，其包括选择电路和计数器电路，所述选择电路能够选择外部时钟和比较器输出中的任一个，所述计数器电路对来自所述选择电路的输出进行计数，所述读出像素包括：光电转换元件，其在曝光期间存储与入射光量相应的电荷；传输元件，其在所述曝光期间被保持为非导通状态，在传输期间被保持为导通状态而传输存储在所述光电转换元件的电荷；浮置扩散层，其保持由所述传输元件传输的电荷以将所述电荷作为电压信号读出；至少一个复位元件，其能够进行排出所述浮置扩散层的存储电荷的复位处理；以及溢出路径，其能够使从所述光电转换元件溢出的电荷向所述浮置扩散层区域方向溢出，所述读出像素、所述比较器、所述选择电路以及所述计数器电路在高照度条件下，若与所述浮置扩散层的保持电荷相应的电压信号达到所述基准电压，则通过所述比较器的比较结果信号的反馈复位动作对所述浮置扩散层进行自复位，并根据所述比较结果信号对该浮置扩散层的复位频率进行以所述选择计数器电路计数的脉冲频率调制(PFM)模式动作，在低照度条件下，进行使用了所述光电转换元件的存储电荷及溢出电荷的双采样读出模式动作。

有益效果

根据本发明，能够在维持灵敏度及饱和电荷数的同时以低噪声读出低照度下的小信号，并且能够实现像素尺寸的微细化。

附图说明

图1是表示具备PFM功能的数字读出系统像素电路的第一构成例的图。

图2是表示具备PFM功能的数字读出系统像素电路的第二构成例的图。

图3是表示本发明第一实施方式的固体摄像装置的构成例的框图。

图4是表示本发明第一实施方式的固体摄像装置的像素电路的基本构成例的框图。

图5是表示本发明第一实施方式的像素电路中的读出像素的构成例的电路图。

图6是表示本发明第一实施方式的比较器的构成例的电路图。

图7是表示本发明第一实施方式的读出像素的构成例的简略剖视图。

图8是用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的高照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

图9是表示用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的高照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的动作的动作序列以及电势迁移的图。

图10是用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的低照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

图11是表示用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的低照度条件下的像素电路的P F M模式及双采样读出模式的动作的动作序列以及电势迁移的图。

图12是表示本发明第一实施方式的固体摄像装置的双采样读出模式下的各读出信号的合成信号的线性的图。

图13是表示本发明第二实施方式的像素电路中的读出像素的构成例的电路图。

图14是表示具有作为本发明第二实施方式的像素电路的主要部分的快门栅极晶体管的电荷存储传输系统的构成例的简略剖视图。

图15是用于说明针对本发明第二实施方式的固体摄像装置的高照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

图16是用于说明针对本发明第二实施方式的固体摄像装置的低照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

图17是表示本发明第三实施方式的像素电路的构成例的电路图。

图18是表示本发明第四实施方式的固体摄像装置的像素电路的构成例的电路图。

图19是表示本发明第五实施方式的固体摄像装置的像素电路的构成例的电路图。

图20是用于说明本发明实施方式的固体摄像装置的应用装置的一个示例的图。

图21是示意性地表示图20的应用装置的动作原理的时序图。

图22是表示应用了本发明实施方式的固体摄像装置的电子设备的构成的一个示例的图。

具体实施方式

以下，将参照附图对本发明的实施方式进行说明。

(第一实施方式)

图3是表示本发明第一实施方式的固体摄像装置的构成例的框图。

图4是表示本发明第一实施方式的固体摄像装置的像素电路的基本构成例的框图。

在本实施方式中，固体摄像装置10例如由CMOS图像传感器构成。

如图3所示，该固体摄像装置10具有作为摄像部的像素部20、垂直扫描电路(行扫描电路)30、读出电路(列读出电路)40、水平扫描电路(列扫描电路)50、以及定时控制电路60作为主要构成元件。

在这些构成元件中，例如由垂直扫描电路30、读出电路40、水平扫描电路50以及定时控制电路60构成像素信号的读出部70。

在本第一实施方式中，固体摄像装置10如后所述，行列状地排列在像素部20的像素电路200包括：读出像素210，其通过作为光电转换元件的光电二极管PD11进行光电转换，能够读出与入射光的照度条件相应的信号，并包含向浮置扩散层FD(Floating Diffusion；浮动扩散层)11的溢出路径；比较器220，其对从读出像素210读出的电压信号(SFout)和基准信号Vref进行比较，输出与比较结果相应的比较结果信号Vout；选择计数器电路230，其接收比较器220的比较结果信号Vout，选择计数器的计数用时钟，并进行与所选择的时钟同步的计数动作；以及存储器电路240，其存储与比较器220的比较结果信号Vout相应的选择计数器电路230的数字化数据。

读出像素210、比较器220及选择计数器电路230在高照度条件下进行PFM(脉冲频率调制)模式动作，在低照度条件下进行使用了光电转换元件的存储电荷及溢出电荷的双采样读出(例如，LOFIC)模式动作。

在高照度条件下的PFM模式动作中，若与浮置扩散层FD11的保持电荷相应的电压信号达到比较器的基准电压，则通过比较器220的比较结果信号Vout的反馈复位动作FRST11，对浮置扩散层FD11进行自复位，并根据比较器220的比较结果信号Vout,以选择计数器电路230对浮置扩散层FD11的复位次数(频率)进行计数。

在本发明第一实施方式的固体摄像装置10中，如后所述，像素电路210设有被称为横向溢出存储电容(以下为″LOFIC(Lateral OverfloW lntegration Capacitor)″的结构，在低照度条件下，进行使用了与作为光电转换元件的光电二极管PD11的存储电荷及溢出电荷相关的双增益的双采样读出模式(LOFlC模式)动作。

在像素电路200中，读出像素210及选择计数器电路230能够根据模式选择信号SMS在PFM模式或双采样读出模式下选择性地进行动作。

在PFM模式时，读出像素210将第一比较结果信号Vout11作为反馈复位信号FRST11而使复位元件导通，从而将浮置扩散层FD11复位为规定电位VAAPIX。

在PFM模式时，向比较器220提供与作为光电转换元件的光电二极管PD11的饱和电压相当的恒定(固定)的第一基准信号(基准电压)Vref11，若与浮置扩散层FD11的保持电荷相应的电压信号达到第一基准信号电平Vref11，则将第一比较结果信号Vout11输出到读出像素210及选择计数器电路230。

在双采样读出模式时，向比较器220提供可连续变化的斜坡状的第二基准信号Vref12，将与浮置扩散层FD11的保持电荷相应的电压信号和第二基准信号Vref12的比较结果作为第二比较结果信号Vout12而输出到选择计数器电路230。

选择计数器电路230在PFM模式时，对比较器220的第一比较结果信号Vout11进行计数，在双采样读出模式时，与规定频率的时钟同步地锁存第二比较结果信号Vout12。

在图4的示例中，选择计数器电路230包括选择器231及计数器232而构成。

选择器231的输入端子A与比较器220的比较结果信号Vout的输出线连接，输入端子B与时钟脉冲CP的供给线连接，输出端子C与计数器232的输入端子(例如，时钟端子)连接。

选择器231根据模式选择信号SMS选择性地连接输出端子C和输入端子A或B，并选择输入到计数器232的信号。

具体而言，当模式选择信号SMS指定PFM模式时，选择器231将输入端子A与输出端子C连接，并将比较器220的比较结果信号Vout11提供给计数器232。

当模式选择信号MSM指定双采样读出模式时，选择器231将输入端子B与输出端子C连接，并将规定频率的时钟脉冲CP提供给计数器232。

计数器232在PFM模式时对比较器220的第一比较结果信号Vout11进行计数，并在双采样读出模式时与时钟脉冲CP同步地锁存第二比较结果信号Vout12。

此外，在本第一实施方式中，在高照度条件下，在作为光电转换元件的光电二极管PD11及浮置扩散层FD11的复位后的曝光期间PEXP中指定PFM模式，在PFM模式之后指定双采样读出模式。

在PFM模式中，在曝光期间PEXP中，反复进行从光电二极管PD11向浮置扩散层FD11的电荷的溢出动作、比较器220的比较结果信号Vout的反馈复位动作对浮置扩散层FD11的自复位动作、以及选择计数器电路230的浮置扩散层FD11的复位次数(频率)的计数动作。

在本实施方式中，能够通过对复位次数进行计数来对实际产生的电荷进行计数，因此，即使在曝光期间入射了如脉冲光的不稳定的光的情况下，也能够防止误检测。

又，在本第一实施方式中，读出部70被构成为能够在读出期间进行第一转换增益模式读出和第二转换增益模式读出，所述第一转换增益模式读出以与第一电容相应的第一转换增益进行像素信号的读出，所述第二转换增益模式读出以与第二电容(不同于第一电容)相应的第二转换增益进行像素信号的读出。

即，本第一实施方式的固体摄像装置10作为具有宽动态范围的固体摄像装置而被提供，其在读出期间，在像素内部，对在单次曝光期间(存储期间)光电转换的电荷(电子)切换第一转换增益(例如高转换增益：HCG)模式和第二转换增益(低转换增益：LCG)模式而输出信号，并输出明亮信号和暗信号两者。

以下，将在对固体摄像装置10的读出像素210的具体构成例进行说明之后，对嵌入式二极管(PPD)部、溢出路径的结构例进行详细说明。

在此，将对具有LOFIC结构的读出像素210的构成例进行说明。

(读出像素210的具体构成例)

图5是表示本发明第一实施方式的像素电路中的读出像素的构成例的电路图。

在像素部20中，具有包括光电二极管(光电转换元件)和像素内放大器的读出像素210的多个像素电路200被排列为N行×M列的二维行列状(矩阵状)。

例如，如图5所示，该读出像素210具有作为光电转换元件的光电二极管PD11、作为电荷传输栅极部(传输元件)的传输晶体管TG11-Tr、作为复位元件的复位晶体管RST11-Tr、自复位用复位晶体管RST12-Tr、与门AD11、作为存储元件的存储晶体管SG11-Tr、以及作为存储电容元件的存储电容器CS11。

另外，在本第一实施方式中，如后所述，作为源极跟随元件的源极跟随晶体管SF11-Tr作为比较器220的差动晶体管对的一个晶体管而被共用。

光电二极管PD11产生并存储与入射光量相应的量的信号电荷(此处为电子)。

以下，将对信号电荷为电子、各晶体管为n型晶体管的情况进行说明，但是信号电荷也可以是空穴，各晶体管也可以是p型晶体管。

在各读出像素210中，作为光电二极管(PD)，使用了嵌入式光电二极管(PPD)。

由于在形成光电二极管(PD)的基板表面存在由悬空键等的缺陷引起的界面能级，因此可能会因热能而产生大量的电荷(暗电流)，导致无法读出正确的信号。

在嵌入式光电二极管(PPD)中，能够通过将光电二极管(PD)的电荷存储部嵌入到基板内，来减少暗电流混入信号。

传输晶体管TG11-Tr连接在嵌入式光电二极管(PPD)和浮置扩散层FD11之间，并通过控制信号TG控制。

传输晶体管TG11-Tr在控制信号TG为高电平(H)的期间被选择而成为导通状态，并将由光电二极管PD11光电转换并存储在存储节点ND10的电荷(电子)传输到浮置扩散层FD11。

在图5的示例中，复位晶体管RST11-Tr连接在电源电位VAAPIX和与浮置扩散层FD11连接的存储晶体管SG11-Tr之间，并通过控制信号RST控制。

复位晶体管RST11-Tr在控制信号RST为H电平的期间被选择而成为导通状态，在存储晶体管SG11-T为导通状态时，将浮置扩散层FD11复位为电源电位VAAPIX。

在图5的示例中，自复位用复位晶体管RST12-Tr在电源电位VAAPIX和与浮置扩散层FD11连接的存储晶体管SG11-Tr之间与复位晶体管RST11-Tr并联连接，并通过与门AD11的输出控制信号SRST控制。

自复位用复位晶体管RST12-Tr在控制信号SRST为H电平的期间被选择而成为导通状态，在存储晶体管SG11-Tr为导通状态时，将浮置扩散层FD11复位为电源电位VAAPIX。

在第一实施方式中，在PFM模式中，在自复位动作时，自复位用复位晶体管RST12-Tr及存储晶体管SG11-Tr被保持为导通状态，浮置扩散层FD11及存储电容器CS11被复位。

又，在本第一实施方式中，通过存储晶体管SG11-Tr选择性地连接浮置扩散层FD11和存储电容器CS11，从而能够将浮置扩散层FD11的电容变更为第一电容或第二电容，将转换增益转换为由第一电容确定的第一转换增益(高转换增益：HCG)或由第二电容确定的第二转换增益(低转换增益：LCG)。

存储晶体管SG11-Tr例如源极与浮置扩散层FD11连接。

存储电容器CS11的第一电极EL1与基准电位VSS(例如，接地电位GND)连接，第二电极EL2与作为存储晶体管SG11-Tr的电容连接节点ND11的漏极连接。

存储晶体管SG11-Tr由通过控制线施加到栅极的控制信号SG控制。

存储晶体管SG11-Tr在控制信号SG为H电平的期间被选择而成为导通状态，并连接浮置扩散层FD11和存储电容器CS11。

在双采样读出模式时的第一转换增益(高转换增益：HCG)信号读出处理时，存储晶体管SG11-Tr被保持为非导通状态，使浮置扩散层FD11的电荷与存储电容器CS11的电荷分离而进行读出处理。

在双采样读出模式时的第二转换增益(低转换增益：LCG)信号读出处理时，存储晶体管SG11-Tr被保持为导通状态，使浮置扩散层FD11的电荷与存储电容器CS11的电荷共享(混合)而进行读出处理。

在图5的示例中，存储晶体管SG11-Tr连接在浮置扩散层FD11和复位晶体管RST11-Tr、RST12-Tr之间，在其连接节点ND11和基准电位VSS之间连接有存储电容器CS11。但是，连接形式不限于此。

例如，复位晶体管RST11-Tr和存储晶体管SG11-Tr可以分别直接与浮置扩散层FD11连接。

与门AD11的一个输入端子与复位计数信号RCNT的供给线连接，另一个输入端子与比较器220的比较结果信号Vout的供给线连接，控制信号SRST的输出端子与自复位用复位晶体管RST12-Tr的栅极连接。

复位计数信号RCNT与模式选择信号SMS同步，例如在模式选择信号SMS为表示PFM模式期间的高电平时，在相同期间以高电平提供复位计数信号RCNT，在模式选择信号SMS为表示双采样读出模式期间的低电平时，在相同期间以低电平提供复位计数信号RCNT。

因此，与门AD11取在PFM模式期间以高电平提供的复位计数信号RCNT与比较器220的比较结果信号Vout的逻辑积，并在比较结果信号Vout为高电平的期间以高电平输出控制信号SRST。

结果，在控制信号SRST为高电平期间，自复位用复位晶体管RST12-Tr被保持为导通状态。

在本第一实施方式中，作为源极跟随元件的源极跟随晶体管SF11-Tr作为比较器220的差动晶体管对的一个晶体管而被共用。

此处，将对比较器220的具体构成例进行说明。

比较器220的构成例

本第一实施方式的比较器220包括差动晶体管对和有源负载电路而构成，所述差动晶体管对中信号电压VSL被提供到一个晶体管的栅极，作为第一基准信号Vref11的固定电压或作为第二基准信号Vref12的斜坡信号RAMP被提供到另一个晶体管的栅极，并进行信号电压VSL和基准电压Vref或斜坡信号RAMP的比较动作，所述有源负载电路与一个晶体管的漏极侧及另一个晶体管的漏极侧连接而形成电流镜。

图6是表示本第一实施方式的比较器的构成例的电路图。

图6的比较器220包括PMOS晶体管PT21、PT22、NMOS晶体管NT21、NT22、电流源I21以及节点ND21、ND22而构成。

PMOS晶体管PT21的源极和PMOS晶体管PT22的源极彼此连接，其连接节点与电源电位VDD连接。

NMOS晶体管PT21的源极和NMOS晶体管PT22的源极彼此连接，其连接节点与连接在基准电位VSS的电流源I21连接。

PMOS晶体管PT21的漏极与NMOS晶体管N21的漏极连接，由其连接点形成节点ND21。

PMOS晶体管PT22的漏极与NMOS晶体管NT22的漏极连接，由其连接点形成节点ND22。

并且，节点ND21与PMOS晶体管PT21、PT22的栅极连接，节点ND22与输出节点ND221连接。

在这些构成元件中，由源极彼此连接的NMOS晶体管NT21、NT22形成差动晶体管对221。

由NMOS晶体管NT21形成一个晶体管221-1，由NMOS晶体管NT22形成另一个晶体管221-2。

并且，电压信号VSL被提供给形成一个晶体管221-1的NMOS晶体管NT21的栅极，作为第一基准信号Vref11的固定电压或作为第二基准信号Vref12的斜坡信号RAMP被提供给形成另一个晶体管221-2的NMOS晶体管NT22的栅极。

又，在作为一个晶体管的NMOS晶体管NT21的漏极侧及作为另一个晶体管的NMOS晶体管NT22的漏极侧，配置有由PMOS晶体管PT21及PMOS晶体管PT22形成电流镜的有源负载电路222。

在具有此种构成的比较器220中，作为另一个晶体管的NMOS晶体管NT22的漏极和构成有源负载电路222的PMOS晶体管PT22的漏极的连接节点ND22与比较结果信号Vout的输出节点ND221连接。

即，比较器220从作为另一个晶体管的NMOS晶体管NT22的漏极侧输出比较结果信号Vout。

例如，比较器220进行电压信号VSL和第一基准信号Vref11或第二基准信号Vref12的比较动作，在电压信号VSL和第一基准信号Vref11或第二基准信号Vref12成为同等电平时，将比较结果信号Vout的输出电平从非有效电平(例如低电平)反转为有效电平(高电平)。

与比较器220的一个差动晶体管共用的源极跟随晶体管SF11-Tr输出列输出的读出信号(电压信号)，所述列输出的读出信号根据与电容相应的增益将浮置扩散层FD11的电荷转换为电压信号而获得。

例如，由于传输晶体管TG11-Tr、复位晶体管RST11-Tr、RST12-Tr以及存储晶体管SG1-Tr的各栅极在行单位中连接，因此对于一行的各个像素同时并行地进行这些动作。

在像素部20中，像素电路200被配置为N行×M列，因此各控制线分别为N条、垂直信号线为M条。

在图3中，将各控制线表示为一条行扫描控制线。

垂直扫描电路30根据定时控制电路60的控制，通过行扫描控制线在快门行及读出行中驱动像素。

又，垂直扫描电路30根据地址信号，输出读出信号的读出行和对存储在光电二极管PD11的电荷进行复位的快门行的行地址的行选择信号。

读出电路40可以构成为包括与像素部20的各列输出对应配置的多个列信号处理电路(未图示)，并能够由多个列信号处理电路进行列并行处理。

水平扫描电路50扫描由读出电路40的多个列信号处理电路处理的信号，向水平方向传输该信号，并将该信号输出到未图示的信号处理电路。

定时控制电路60产生像素部20、垂直扫描电路30、读出电路40和水平扫描电路50等的信号处理所需的定时信号。

以上，对固体摄像装置10的各部的构成及功能的概要进行了说明。

接下来，将对本第一实施方式的读出像素等的构成、功能进行详细说明。

(读出像素210的具体构成例)

图7是表示本发明第一实施方式的读出像素的构成例的简略剖视图。

另外，此处，以附图标记2100表示包括嵌入式光电二极管(PPD)的读出像素。

图7的读出像素2000具有半导体基板(以下简称为基板)2100,所述半导体基板2100具有被光L照射的第一基板面2110侧(例如，背面侧)和与第一基板面2110侧相对侧的第二基板面2120侧(前面侧)。

读出像素2000具有：作为光电二极管PD11的光电转换部2200，其包括以嵌入到基板2100中的方式形成的第一导电型(在本实施方式中为n型)半导体层(n层)2210，并具有接收到的光的光电转换功能及电荷存储功能；以及第二导电型(在本实施方式中为p型)半导体层2300，其形成在光电转换部2200的n层(第一导电型半导体层)2210的至少侧部。

又，光电转换部2200的n层(第一导电型半导体层)2210具有浓度梯度而形成，以使n离子的杂质浓度从第一基板面2110侧向第二基板面2120侧阶段性地变浓。

此外，读出像素2000具有：传输晶体管TG11-Tr，其能够传输存储在光电转换部2200的电荷；浮置扩散层FD11，其通过传输晶体管TG11-Tr传输电荷；存储晶体管SG11-Tr，其源极与浮置扩散层FD11连接；以及作为存储电容元件的存储电容器CS11，其经由存储晶体管SG11-Tr的漏极侧存储来自浮置扩散层FD11的电荷。

在读出像素2000中，作为存储电容元件的存储电容器CS11形成为在第二基板面2120侧在与基板面正交的方向(图中的正交坐标系的Z方向)上具有与光电转换部2200空间性重叠的部分。

进而，在光电转换部220中，在n层(第一导电型半导体层)2220的第二基板面2120侧的表面上形成有杂质浓度比侧部的p层(第二导电型半导体层)2300浓的第二导电型半导体区域(p+区域)2230。

并且，作为存储电容元件的存储电容器CS11将形成在第二基板面2120侧的p层(第二导电型半导体层)2300的表面的n+区域(第一导电型半导体区域)2240作为第一电极EL1而共用。

即，在本第一实施方式中，作为存储电容元件的存储电容器CS11包括第一电极EL1和第二电极EL2而构成，所述第一电极EL1由形成在基板2100的第二基板面2120的表面的n+区域(第一导电型半导体区域)2240形成，所述第二电极EL2以在与基板面正交的方向上隔开规定间隔与第一电极EL1对置的方式形成在第二基板面2120上。

在本第一实施方式中，在光电转换部2200的n层(第一导电型半导体层)2210及p层(第二导电型半导体层)2300的第一基板面2110侧的表面形成有平坦层2250。

另外，在该平坦层2250的光入射侧形成有滤色器部CF，进而，在滤色器部的光入射侧，以与作为光电二极管PD11的光电转换部2200及p层(第二导电型半导体层)2300对应的方式形成有微透镜MCL。

在本第一实施方式中，传输晶体管TG11-Tr、浮置扩散层FD11及存储晶体管SG11-Tr形成在基板2100的第二基板面2120的图中右侧区域的p层(第一导电型半导体层)2320。

浮置扩散层FD11作为杂质浓度比光电转换部2200的n层(第一导电型半导体层)2210、2220浓的n+区域(第一导电型半导体区域)2330形成在基板2100的第二基板面2120的表面。

存储晶体管SG11-Tr与存储电容器CS11的电容连接节点ND11作为杂质浓度比光电转换部2200的n层(第一导电型半导体层)2210、2220浓的n+区域(第一导电型半导体区域)2340形成在基板2100的第二基板面2120的表面。

作为该节点ND11的n+区域2340经由布线层WR1与存储电容器CS1的第二电极EL2连接。

传输晶体管TG11-Tr包括配置在p+区域(第二导电型半导体区域)2230和作为浮置扩散层FD11的n+区域(第一导电型半导体区域)2330之间的基板2100的第二基板面2120上的栅电极2510而形成。

存储晶体管SG11-Tr包括配置在作为浮置扩散层FD11的n+区域(第一导电型半导体区域)2330和作为电容连接节点ND11的n+区域(第一导电型半导体区域)2340之间的基板2100的第二基板面2120上的栅电极2520而形成。

并且，在本第一实施方式中，形成有嵌入式溢出路径2600，其与光电转换部2200的n层2220的上层侧(p+层2230侧)连接，能够向浮置扩散层FD11、进而向与存储电容器CS11的电容连接节点ND11传输光电转换部2200的溢出电荷。

嵌入式溢出路径2600以如下方式形成：传输晶体管TG11-Tr的栅电极2510下的沟道形成的下层、作为浮置扩散层FD11的n+区域(第一导电型半导体区域)2330的下层、存储晶体管SG11-Tr的栅电极2520下的沟道形成区域的下层、以及作为电容连接节点ND11的n+区域(第一导电型半导体区域)2340的下层部分连通。

嵌入式溢出路径2600由光电转换部2200的n层2220的杂质浓度低的n-层形成。

如上所述，在本第一实施方式的读出像素2000中，形成有嵌入式溢出路径2600，其与光电转换部2200的n层2220的上层侧(p+层2230侧)连接，并能够向浮置扩散层FD11、进而向与存储电容器CS11的电容连接节点ND11传输光电转换部2200的溢出电荷。因此，在曝光期间，能够通过使传输晶体管TG11-Tr始终断开(非导通状态)，从而抑制传输晶体管TG11-Tr下的硅界面处产生暗电流，同时使电荷溢出。

又，在本第一实施方式的读出像素2000中，作为存储电容元件的存储电容器CS11包括第一电极EL1和第二电极EL2而构成，所述第一电极EL1在第二基板面2120侧，以在与基板面正交的方向(图中的正交坐标系的Z方向)上具有与光电转换部2200空间性重叠的部分的方式，由形成在基板2100的第二基板面2120的表面上的n+区域(第一导电型半导体区域)2240形成，所述第二电极EL2在与基板面正交的方向上隔开规定间隔与第一电极EL1对置地形成在第二基板面2120上。

因此，即使将存储电容器CS11的电容设定得较大，也能够防止光电二极管PD11的开口变小、灵敏度降低，而且，即使将光电二极管PD11的受光面积设定得较大，存储电容器CS11的占有面积也会变小，结果能够防止动态范围降低。

即，根据本第一实施方式，能够同时实现高动态范围化及高灵敏度化。

如上所述，在本第一实施方式中，在高照度条件下，在作为光电转换元件的光电二极管PD11及浮置扩散层FD11的复位后的曝光期间PEXP中指定PFM模式，在PFM模式之后指定双采样读出模式。

若在PFM模式之后指定双采样读出模式，则读出部70将存储晶体管SG11-Tr保持为非导通状态，将存储电容器CS11与浮置扩散层FD11分离，使浮置扩散层FD11的电荷与存储电容器CS11的电荷分离，将转换增益转换为由第一电容确定的第一转换增益HCG。

然后，读出部70在复位处理之后的第一复位读出期间从作为输出缓冲部的源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第一电容确定的第一转换增益转换的第一读出复位信号HCGRST(ADC)，并进行对该第一读出复位信号HCGRST(ADC)进行规定处理的第一转换增益复位读出处理HCGRRD。

然后，在继第一复位读出期间之后的第一传输期间之后的第一读出期间，读出部70从作为输出缓冲部的源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第一电容确定的第一转换增益转换的第一读出信号HCGSIG(ADC)，并进行对该第一读出信号HCGSIG(ADC)进行规定处理的第一转换增益读出处理HCGSRD。

然后，读出部70保持复位电平和信号电平，或者根据复位电平和信号电平之差来进行CDS运算。

接着，在第一转换增益读出处理HCGSRD之后，读出部70将存储晶体管SG11-Tr切换为导通状态，将存储电容器CS11与浮置扩散层FD11连接，使浮置扩散层FD11的电荷和存储电容器的电荷共享，将转换增益转换为由第二电容确定的第二转换增益LCG。

然后，在继第一读出期间之后的第二传输期间之后的第二读出期间，读出部70从作为输出缓冲部的源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第二电容确定的第二转换增益转换的第二读出信号LCGSIG(ADC)，并进行对第二读出信号LCGSIG(ADC)进行规定处理的第二转换增益读出处理LCGSRD。

然后，在通过复位晶体管RST11-Tr使浮置扩散层FD11复位之后，读出部70从作为输出缓冲部的源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第二电容确定的第二转换增益LCG转换的第二读出复位信号LCGRST(ADC)，并进行对第二读出复位信号LCGRST(ADC)进行规定处理的第二转换增益复位读出处理LCGRRD。

然后，读出部70保持复位电平和信号电平，或者根据复位电平和信号电平之差进行DDS运算。

在被摄体为高照度的情况下，由于源极跟随的复位电平在取得源极跟随的信号电平之后通过对浮置扩散层FD11进行复位而取得，因此成为与复位噪声无关的不完全差分信号(也称为DDS(Double Date Sampling)信号或DRS(Delta Reset Sampling)信号)。此种复位噪声在通常的CMOS图像传感器中会很明显，但在本第一实施方式中的读出方法中，由于该DDS信号是例如由源极跟随读出动作中读出的高照度(高亮度)侧的信号，因此不在低照度下使用，其被埋没在信号的冲击噪声中而难以视觉辨认且不明显。

此外，读出部70能够在曝光期间PEXP进行第一转换增益复位读出处理HCGRRD。

又，在超低照度条件下，作为通常的读出动作，读出部70例如进行第二转换增益复位读出处理LCG RRD和第二转换增益读出处理LCGSRD。

在中照度条件下，读出部70进行第一转换增益复位读出处理H CG RRD、第一转换增益读出处理HCGSRD、第二转换增益读出处理LCGSRD以及第二转换增益复位读出处理LCGRRD。

如此，在本第一实施方式中，构成为具有存储晶体管SG 11-Tr及存储电容器CS11，能够将浮置扩散层FD1 1的电容变更为第一电容或第二电容，而将转换增益转换为由第一电容确定的第一转换增益(例如高转换增益：HCG)或由第二电容确定的第二转换增益(例如低转换增益：LCG)。

由此，在高转换增益(HCG)时FWC(Full Well Capacity)变小，在低转换增益(LCG)时FWC变大。

在此，将对针对本第一实施方式的固体摄像装置中的像素电路的读出序列的一个示例进行说明。

图8的(A)～(H)是用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的高照度条件下的像素电路的PF M模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

图9的(A)～(N)是表示用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的高照度条件下的像素电路的PF M模式及双采样读出模式的动作的动作序列以及电势迁移的图。

图10的(A)～(H)是用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的低照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

图11的(A)～(N)是表示用于说明针对本发明第一实施方式的固体摄像装置的低照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的动作的动作序列以及电势迁移的图。

图8的(A)及图10的(A)示出了与模式选择信号SMS同步地表示PFM模式期间及双采样读出模式期间的复位计数信号RCNT,图8的(B)及图10的(B)示出了复位晶体管RST11-Tr的控制信号RST，图8的(C)及图10的(C)示出了存储晶体管SG11-Tr的控制信号SG,图8的(D)及图10的(D)示出了传输晶体管TG11-Tr的控制信号TG,图8的(E)及图10的(E)示出了浮置扩散层FD11的电位，图8的(F)及图10的(F)示出了源极跟随晶体管SF11-Tr的输出电压SFout及比较器220的基准信号Vref(1、2)，图8的(G)及图8的(G)示出了比较器220的数字化后的输出电压Vout，图8的(H)及图10的(H)示出了在双采样读出模式中使用的时钟信号CLK。

(高照度条件下的动作)

在高照度条件下，在PFM模式开始之前，控制信号RST被设定为高电平，复位晶体管RST11-Tr被保持为导通状态，接着，控制信号TG被设定为高电平，传输晶体管TG11-Tr被保持为导通状态，在浮置扩散层FD11和光电二极管PD11连接的状态下，控制信号SG从低电平切换为高电平，存储晶体管SG11-Tr从非导通状态切换为导通状态。

由此，光电二极管PD11及浮置扩散层FD11被复位为固定电位VAAPIX。即，进行全局复位(图9的(A))。

随后，控制信号TG从高电平切换为低电平，传输晶体管TG11-Tr从导通状态切换为非导通状态。

在该传输晶体管TG11-Tr从导通状态切换为非导通状态的定时，开始曝光时间PEXP(图9的(B))。

曝光期间PEXP开始后，控制信号RST从高电平切换为低电平，复位晶体管RST11-Tr从导通状态切换为非导通状态，另一方面，通过与模式选择信号SMS同步的复位计数信号RCNT激活PFM模式。

在高照度条件下的PFM模式动作中，若与浮置扩散层FD11的保持电荷相应的电压信号达到基准信号Vref11，则复位晶体管RST12-Tr通过比较器220的比较结果信号Vout的反馈复位动作FRST11被保持为导通状态规定期间，浮置扩散层FD11被自复位(图9的(C)、(D)、(E))。然后，根据比较器220的比较结果信号Vout，以选择计数器电路230对浮置扩散层FD11的复位次数(频率)进行计数。

在高照度条件下的PFM模式动作中，在曝光期间PEXP中，反复进行从光电二极管PD11向浮置扩散层FD11的电荷的溢出动作、比较器的比较结果信号Vout的反馈复位动作针对浮置扩散层FD11的自复位动作、以及选择计数器电路230的浮置扩散层FD11的复位次数(频率)的计数动作(图9的(C)、(D)、(E))。

接下来，为了从PFM模式切换为双采样(LOFIC)读出模式，与模式选择信号SMS同步的复位计数信号RCNT从高电平切换为低电平。

与此同时，控制信号SG从高电平切换为低电平，存储晶体管SG11-Tr被保持为非导通状态，存储电容器CS11与浮置扩散层FD11分离。

由此，浮置扩散层FD11的电荷与存储电容器CS11的电荷分离，浮置扩散层FD11的增益被转换为由第一电容确定的第一转换增益HCG。

然后，在复位处理之后的第一复位读出期间，从源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第一电容确定的第一转换增益HCG转换的第一读出复位信号HCGRST(ADC)(图9的(G))，并进行对该第一读出复位信号HCGRST(ADC)进行规定处理的第一转换增益复位读出处理HCGRRD。

接着，在第一复位读出期间之后的第一传输期间，控制信号TG被切换为高电平，传输晶体管TG11-Tr被保持为导通状态，光电二极管PD11的存储电荷被传输到浮置扩散层FD11。在第一传输期间之后，控制信号TG被切换为低电平，传输晶体管TG11-Tr被切换为非导通状态。

接着，在继第一传输期间之后的第一读出期间，从源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第一电容确定的第一转换增益转换的第一读出信号HCGSIG(ADC)，并进行对该第一读出信号HCGSIG(ADC)进行规定处理的第一转换增益读出处理HCGSRD。

然后，保持复位电平HCGRSTADC和信号电平HCGSIGADC，或者根据复位电平和信号电平之差进行CDS运算。

接着，在第一转换增益读出处理HCGSRD之后，控制信号SG从低电平切换为高电平，将存储晶体管SG11-Tr切换为导通状态，存储电容器CS11与浮置扩散层FD11连接。

由此，浮置扩散层FD11的电荷与存储电容器的电荷共享，浮置扩散层FD11的增益被切换为由第二电容确定的第二转换增益LCG。

接着，在第二读出期间之后的第二传输期间，控制信号TG被切换为高电平，传输晶体管TG11-Tr被保持为导通状态，光电二极管PD11的存储电荷被传输到浮置扩散层FD11。在第二传输期间之后，控制信号TG被切换为低电平，传输晶体管TG11-Tr被切换为非导通状态。

然后，在继第一读出期间之后的第二传输期间之后的第二读出期间，从源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第二电容确定的第二转换增益LCG转换的第二读出信号LCGSIG(ADC)(图9的(L))，并进行对该第二读出信号LCGSIG(ADC)进行规定处理的第二转换增益读出处理LCGSRD。

接着，在继第二传输期间之后的第二复位读出期间，从源极跟随晶体管SF11-Tr读出以由浮置扩散层FD11的第二电容确定的第二转换增益LCG转换的第二读出复位信号LCGRST(ADC)，并进行对该第二读出复位信号LCGRST(ADC)进行规定处理的第二转换增益复位读出处理LCGRRD。

然后，保持复位电平LCGRSTADC和信号电平LCGSIGADC,或者根据复位电平LCGRSTADC和信号电平LCGSIGADC之差进行DDS运算。

(低照度条件下的动作)

在低照度条件下，在PFM模式时，不会达到与浮置扩散层FD11的保持电荷相应的基准信号Vref11。

因此，在低照度条件下的PFM模式动作中，在曝光期间PEXP中，不会反复进行从光电二极管PD11到浮置扩散层FD11的电荷的溢出动作、比较器的比较结果信号Vout的反馈复位动作对浮置扩散层FD11的自复位动作、以及选择计数器电路230的浮置扩散层FD11的复位次数(频率)的计数动作。

又，低照度条件下的双采样(LOFIC)读出模式时的动作与上述高照度条件时的动作相同。

因此，在此省略其详细说明。

如上说明，根据本第一实施方式，像素电路200包括：读出像素210，其通过作为光电转换元件的光电二极管PD11进行光电转换，能够读出与入射光的照度条件相应的信号；比较器220，其对从读出像素210读出的电压信号SFout和基准信号Vref进行比较，输出与比较结果相应的比较结果信号Vout；选择计数器电路230，其接收比较器220的比较结果信号Vout,选择计数器的计数用时钟，进行与所选择的时钟同步的计数动作；以及存储器电路240，其存储与比较器220的比较结果信号Vout相应的选择计数器电路230的数字化数据。

像素电路200形成有溢出路径2600，其能够使从光电二极管PD11溢出的电荷溢出到浮置扩散层FD11，进而溢出到与存储电容器CS11的连接节点。

并且，读出像素210、比较器220及选择计数器电路230在高亮度条件下进行PFM(脉冲频率调制)模式动作，在低亮度条件下进行使用了光电转换元件的存储电荷及溢出电荷的双采样读出(例如，LOFIC)模式动作。

具体而言，在高照度条件下的PFM模式动作中，若与浮置扩散层FD11的保持电荷相应的电压信号达到作为光电转换元件的光电二极管PD11的饱和电压，则通过比较器220的比较结果信号Vout的反馈复位动作FRST11对浮置扩散层FD11进行自复位，根据比较器220的比较结果信号Vout,由选择计数器电路230对浮置扩散层FD11的复位次数(频率)进行计数。

在低照度条件下，进行使用了与作为光电转换元件的光电二极管PD11的存储电荷及溢出电荷相关的双增益的双采样读出模式(LOIC模式)动作。

因此，根据本第一实施方式，由于至少嵌入有从光电二极管PD11到浮置扩散层FD11的形成区域的溢出路径，因此在曝光期间，能够通过将传输晶体管TG11-Tr控制为非导通状态(断开)，来抑制在传输晶体管TG11-Tr下的硅界面处产生的暗电流，并使电荷溢出。

即，根据本第一实施方式，能够在维持灵敏度及饱和电荷数的同时读出饱和状态下的小信号，并且能够实现像素尺寸的微细化。

又，根据本第一实施方式，能够以小的像素尺寸通过规定的读出模式扩大动态范围。

根据本第一实施方式，能够实质上实现高动态范围化、高帧率化。

此外，根据本第一实施方式，如图12所示，能够以PFM读出的线性响应来读出超高动态范围信号，并且能够以HCG读出来读出高灵敏度/低噪声信号。并且，能够防止由饱和偏差引起的像素间连接点信号偏差。

又，根据本第一实施方式，能够通过对浮置扩散层FD11的复位次数进行计数来对实际产生电荷进行计数，因此，即使在曝光期间入射了如脉冲光的不稳定的光的情况下，也能够防止误检测。

(第二实施方式)

图13是表示本发明第二实施方式的像素电路中的读出像素的构成例的电路图。

图14是表示具有作为本发明第二实施方式的像素电路的主要部分的快门栅极晶体管的电荷存储传输系统的构成例的简略剖视图。

图15的(A)～(H)是用于说明针对本发明第二实施方式的固体摄像装置的高照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

图16的(A)～(I)是用于说明针对本发明第二实施方式的固体摄像装置的低照度条件下的像素电路的PFM模式及双采样读出模式的读出序列的一个示例的时序图。

本第二实施方式的固体摄像装置10A的像素电路200A与上述第一实施方式的固体摄像装置10的像素电路200的不同点如下。

在本第二实施方式的固体摄像装置10A的像素电路200A中，在光电二极管PD11的电荷存储区域和固定电位(例如电源电位)VAAPIX之间，具有作为栅极元件的抗高光溢出(anti blooming)晶体管AB11-Tr，所述抗高光溢出晶体管能够将光电二极管PD11的电荷排出到浮置扩散层FD11区域外的固定电位VAAPIX。

如图14(及图7)所示，在本第二实施方式的固体摄像装置10A中，传输晶体管TG11-Tr的溢出屏障中埋设有溢出路径2600，因此比抗高光溢出晶体管AB11-Tr的溢出屏障低。

结果，光电二极管PD11的电荷仅在浮置扩散层FD11的方向溢出。

(X方向(列方向)上的左侧分离层2310的构成)

在图14的X方向(列方向)左侧的p型分离层2310的第二基板面2120侧形成有成为抗高光溢出AB11-Tr的漏极的n+层2340。

并且，在第二基板面2120侧的上方，隔着栅极绝缘膜形成有抗高光溢出晶体管AB11-Tr的栅电极2540。

在传输晶体管TG11-Tr下形成有从光电二极管PD11到浮置扩散层FD11、再到与存储电容器CS11的连接节点2340的溢出路径2600。

另外，溢出路径2600的电位例如也可以通过栅极控制来进行。

在这种结构中，在入射光的强度(量)非常高的情况下，超过PD饱和电荷量的电荷通过传输晶体管TG11-Tr下的溢出路径2600作为溢出电荷溢出到浮置扩散层FD11。

又，在本第二实施方式的固体摄像装置10A中，如图15的(E)及图16的(E)所示，通过将抗高光溢出晶体管AB11-Tr保持导通状态规定期间而进行光电二极管PD11的存储电荷的复位。

并且，曝光期间PEXP从抗高光溢出晶体管AB11-Tr的控制信号AB从高电平切换为低电平的时刻开始。

其他构成与上述第一实施方式相同。

根据本第二实施方式，不仅能够得到与上述第一实施方式的效果相同的效果，而且能够得到以下的效果。

即，根据本第二实施方式，能够防止超过规定的光电二极管PD的存储电荷的信号(溢出电荷)流入相邻像素，引起电荷的混合(成为假信号)。

(第三实施方式)

图17是表示本发明第三实施方式的固体摄像装置10B的像素电路的构成例的电路图。

本第三实施方式的固体摄像装置10B的像素电路200B与上述第二实施方式的固体摄像装置10A的像素电路200A的不同点在于比较器220B的构成。

在本第三实施方式的固体摄像装置10B的像素电路200B中，比较器220B对作为第一输入端子的反相输入端子(-)提供从读出像素210B的源极跟随晶体管SF11-Tr的源极侧的输出节点输出的电压信号VSL，对作为第二输入端子的非反相输入端子(+)提供基准信号(基准电压)Vref(11、12)，对电压信号VST和基准信号Vref进行比较，并进行输出数字化后的比较结果信号SCMP的AD转换处理(比较处理)。

比较器220B构成为在作为第一输入端子的反相输入端子(-)连接有耦合电容器CC1，能够通过将作为第一基板2110侧的读出像素210B的输出缓冲部的源极跟随晶体管SF11-Tr的输出节点与第二基板2120侧的比较器220B的输入部AC耦合，实现低噪声化，并在低照度时实现高SNR。

又，比较器220B构成为在输出端子和作为第一输入端子的反相输入端子(-)之间连接有作为复位开关的自动调零开关SW-AZ,能够去除比较器220B的偏移。

例如，在比较器220B中，从作为读出像素210B的输出缓冲部的源极跟随晶体管SF11-Tr读出的模拟信号(电位VSL)在比较器220B中与基准信号Vref12进行比较，例如与作为具有某种斜率的线性变化的斜率波形的斜坡信号RAMP进行比较。

此时，例如与比较器220B同样地配置在每列中的未图示的计数器进行动作，通过一一对应地变化具有斜坡波形的斜坡信号RAMP和计数器值，而将电压信号VSL转换为数字信号。

基本上，在AD转换部中，基准信号Vref(例如斜坡信号RAMP)的变化是将电压的变化转换为时间的变化的变化，通过在某个周期(时钟)内对该时间进行计数而转换为数字值。

然后，当模拟信号VSL和斜坡信号RAMP(基准信号Vref)相交时，比较器220B的输出反转，停止计数器的输入时钟，或者，将停止输入的时钟输入到计数器，此时的计数器的值(数据)被存储到存储器部230中，从而完成AD转换。

如上所述，根据本第三实施方式，能够去除比较器220B的偏移，并且能够实现低噪声化，能够在低照度时实现高SNR。

(第四实施方式)

图18是表示本发明第四实施方式的固体摄像装置10C的像素电路的构成例的电路图。

本第四实施方式的固体摄像装置10C的像素电路200C与上述第一实施方式的固体摄像装置10的像素电路200的不同点在于，示出了选择计数器电路230C的具体构成例。

在本第四实施方式的固体摄像装置10C的像素电路200C中，选择计数器电路230C具有上下(U/D)计数器233、以及根据比较器220的输出比较结果信号选择要输入到上下计数器231的时钟端子的信号的选择器234作为主要构成元件。

选择器234的第一输入端子A与基准电位VSS连接，第二输入端子B与时钟信号SCLK的供给线连接，所述时钟信号SCLK在PFM模式时被设定为固定电位，在双采样读出模式时被设定为规定频率的时钟脉冲，输出端子C与上下计数器233的时钟端子CK连接。

若比较器220的输出在PFM模式时被翻转(反转)，则选择器234将与输出端子C的连接从第一输入端子A切换为第二输入端子B。

若比较器220的输出在双采样读出模式时翻转，则选择器234将与输出端子C的连接从第二输入端子B切换为第一输入端子A。

如本第四实施方式所示，在使用上下计数器的情况下，不需要用于复位信号HCGRST、LCGRST的存储器。

即，作为存储器电路240只要具备用于PFM的存储器241、用于HCG读出信号HCGSIG的存储器242以及用于LCG读出信号LCGSIG的存储器243的总共三个存储器就足够了。

因此，根据本第四实施方式，不仅能够得到与上述第一至第三实施方式相同的效果，而且能够实现存储器的小型化。

(第五实施方式)

图19是表示本发明第五实施方式的固体摄像装置10D的像素电路的构成例的电路图。

本第五实施方式的固体摄像装置10D的像素电路200D与上述第一实施方式的固体摄像装置10的像素电路200的不同点在于选择计数器电路230D的构成。

在本第五实施方式的固体摄像装置10D的像素电路200D中，选择计数器电路230D具有计数器235和锁存器236作为主要构成元件。

选择计数器电路230D在PFM模式时，计数器235对比较器220的第一比较结果信号Vout11进行计数。

选择计数器电路223D在双采样读出模式时，锁存器236与规定频率的时钟同步地锁存第二比较结果信号Vout12。

根据本第五实施方式，能够得到与上述第一至第三实施方式相同的效果。

(固体摄像装置的应用例)

图20是用于说明本发明实施方式的固体摄像装置的应用装置的一个示例的图。

图21是示意性地表示图20的应用装置的动作原理的时序图。

图20的应用装置300包括应用上述第一至第五实施方式的固体摄像装置10(10A～10D)的图像传感器310、发光器320以及控制部333而构成。

应用装置300构成为：利用图像传感器310所包含的像素电路在PFM模式下在曝光期间PEXP中反复进行从光电二极管PD11向浮置扩散层FD11的电荷的溢出动作、比较器的比较结果信号Vout的反馈复位动作对浮置扩散层FD11的自复位动作、以及选择计数器电路230对浮置扩散层FD11的复位次数(频率)的计数动作，来检测指定范围内有无对象(事件)OBJ。

作为具体示例，在超高照度条件下，从发光器310向指定区域RGN投射检测光DL。

在该状态下指定区域RGN内不存在对象OBJ的情况下，以规定的周期反复进行浮置扩散层FD11的复位次数(频率)的计数动作。

其中，若对象OBJ进入指定区域RGN，则检测光DL被对象OBJ反射，并由包括像素电路200的像素部20接收。其结果，所接收的光的强度与没有对象OBJ的情况相比发生变化，浮置扩散层FD11的电位衰减到基准信号Vout11的时间变长。

即，若检测到对象(事件)OBJ，则与比较器220的输出相应的脉冲频率(次数)发生变化，因此，根据该变化的存在与否，来判断控制部330中是否检测到事件。

(对电子设备的应用例)

此外，以上说明的固体摄像装置10、10A、10B、10C、10D能够作为摄像装置而应用于数码相机或摄像机、便携终端、或者监控用相机、医疗用内窥镜用相机等电子设备。

图22是表示搭载了应用本发明实施方式的固体摄像装置的相机系统的电子设备的构成的一个示例的图。

如图22所示，该电子设备400具有可应用本实施方式的固体摄像装置10、10A、10B、10C、10D的CMOS图像传感器410。

此外，电子设备400具有光学系统(透镜等)420，其将入射光引导至该CMOS图像传感器410的像素区域(将被摄体像成像)。

电子设备400具有处理CMOS图像传感器410的输出信号的信号处理电路(PRC)430。

信号处理电路430对CMOS图像传感器410的输出信号实施规定的信号处理。

由信号处理电路430处理的图像信号可为各种形态，例如，可作为动画显示在由液晶显示器等构成的监视器上，或者也可以输出到打印机，还可以直接记录在存储卡等记录介质等。

如上所述，作为CMOS图像传感器410，可通过搭载上述固体摄像装置10、10A、10B、10C、10D，来提供高性能、小型、低成本的相机系统。

并且，能够实现在相机的设置要件中存在安装尺寸、可连接电缆根数、电缆长度、设置高度等限制的用途中使用的例如监控用相机、医疗用内窥镜用相机等电子设备。

附图标记说明

10、10A、10B、10C、10D：固体摄像装置

20：像素部

200：像素电路

PD11：光电二极管

FD11：浮置扩散层

TG11-Tr：传输晶体管

RST11-Tr、RST12-Tr：复位晶体管

SF11-Tr：源极跟随晶体管

SG11-Tr：存储晶体管

CS11：存储电容器

AB11-Tr：抗高光溢出晶体管

220、220B、220D：比较器

230、230C、230D：选择计数器电路

231：选择器

232：计数器

233：上下计数器

234：选择器

235：计数器

236：锁存器

300：应用装置(事件检测装置)

310：图像传感器

320：发光器

330：控制部

400：电子设备

410：CMOS图像传感器

420：光学系统

430：信号处理电路(PRC)