基于功率比较的双环路自适应均衡器电路

技术领域

本申请涉及集成电路中均衡器的自适应研发技术领域，具体涉及一种基于功率比较的双环路自适应均衡器电路。

背景技术

由于铜的非理想电导率，电介质、连接器以及其他不连续特性，传输通道在频域上呈现一种低通滤波特性，信号的高频成分在经过传输通道后会被衰减，产生严重的码间干扰(intersymbol interference,ISI)，导致信号所传递的信息被严重破坏，误码率(biterror rate,BER)大大提高。连续时间线性均衡器(continuous-time linear equalizer,CTLE)在频域上呈现一种高通滤波特性，恰好抵消传输通道的高频衰减特性，补偿信号因传输通道而衰减的高频成分，恢复信号的完整性。然而，传输通道的高频衰减特性并不是固定不变的，它会受到传输通道的导体材料、通道长度、所处的环境因素等的影响。为了满足对传输通道高频衰减特性的波动变化的最佳补偿，在CTLE中引入自适应控制显得尤为重要。

传统的自适应均衡方法有以下两种，具体的：

第一种是基于频谱均衡的自适应均衡方法，其核心思想是在频域上对数据流的功率分析。

利用一个平衡频率f

然而，实际上频域功率分析的是线性均衡器输出数据流的频谱密度函数S

第二种是基于斜率检测的自适应均衡方法，其核心思想是在时域上对数据跳变沿的斜率分析，利用一个限幅器产生一个具有斜率的输出信号(已知该斜率为理想信号的斜率)，并将其作为线性均衡器的输出信号的参考，通过比较限幅器和线性均衡器的输出信号斜率的差异并将其转换成模拟控制信号，来调整均衡器的均衡能力，最终使线性均衡器的输出信号的斜率与限幅器输出信号的斜率一致，从而达到最优补偿。然而，这种方法是通过检测时域上的信号斜率来实现自适应均衡，这会面对偏移敏感性能的问题。更糟糕的是，在高速传输速率下，斜率检测器的节点寄生电容会严重限制斜率检测的精度。

发明内容

为了解决现有技术中的均衡器自适应均衡能力较差的技术问题，本申请提供基于功率比较的双环路自适应均衡器电路。

本申请提出了一种基于功率比较的双环路自适应均衡器电路，包括：

均衡器，所述均衡器的输入端输入差分数据流；

调节电路，所述调节电路的输入端与所述均衡器的输出端电连接；

高频自适应环路，用于检测所述均衡器的输出信号的高频功率和低频功率；

低频自适应环路，用于检测所述调节电路的输出信号的高频功率和低频功率；

其中，所述高频自适应环路和所述低频自适应环路分别通过比较所述均衡器和所述调节电路的输出信号的高频功率和低频功率，对应生成高频控制信号和低频控制信号，从而调整所述均衡器和/或所述调节电路的输出信号的高频功率和/或低频功率，使得所述均衡器和所述调节电路的输出信号的高频功率和低频功率分别趋于相同。

优选的，所述调节电路包括：

限幅器，所述限幅器的输入端与所述均衡器的输出端电连接；

环路调节器，所述环路调节器的输入端与所述限幅器的输出端电连接；

所述高频自适应环路通过比较所述均衡器的输出信号和所述调节电路的输出信号的高频功率，生成高频控制信号并同时反馈至所述均衡器和所述环路调节器；

所述低频自适应环路通过比较所述均衡器的输出信号和所述调节电路的输出信号的低频功率，生成低频控制信号并反馈至所述环路调节器。

优选的，所述高频自适应环路包括第一功率检测器、高频比较器和高频数字控制器，所述低频自适应环路包括第二功率检测器、低频比较器和低频数字控制器；

所述第一功率检测器的输入端与所述均衡器的输出端电连接，所述第二功率检测器的输入端与所述环路调节器的输出端电连接，所述第一功率检测器和所述第二功率检测器的高频功率输出端和低频功率输出端分别与所述高频比较器的输入端和所述低频比较器的输入端电连接，所述高频比较器的输出端与所述高频数字控制器的输入端电连接，所述高频数字控制器的输出端同时与所述均衡器的控制端和所述环路调节器的高频控制端电连接，所述低频比较器的输出端与所述低频数字控制器的输入端电连接，所述低频数字控制器的输出端与所述环路调节器的低频控制端电连接。

优选的，所述第一功率检测器和所述第二功率检测器均包括低频功率检测器和高频功率检测器，其中，所述低频功率检测器包括低频带通滤波器和低频整流器，所述高频功率检测器包括高频带通滤波器和高频整流器。

优选的，所述低频带通滤波器包括NPN晶体管Q1-Q4、电流源I1-I3、电容C1-C2和电阻R1-R2；

所述电阻R1和R2的一端、所述NPN晶体管Q3和Q4的集电极同时连接电源电压VDD；所述电流源I1、I2和I3的负端同时连接地；所述NPN晶体管Q1和Q2的基极分别连接同相信号输入端VP和反相信号输入端VN；所述电阻R1的另一端同时连接所述NPN晶体管Q1的集电极、所述电容C1的一端和所述NPN晶体管Q3的基极；所述电阻R2的另一端同时连接所述NPN晶体管Q2的集电极、所述电容C1的另一端和所述NPN晶体管Q4的基极；所述NPN晶体管Q1的发射极同时连接所述电容C2的一端和所述电流源I1的正端；所述NPN晶体管Q2的发射极同时连接所述电容C2的另一端和所述电流源I2的正端；所述NPN晶体管Q3和Q4的发射极共同连接所述电流源I3的正端。

优选的，所述高频带通滤波器包括NPN晶体管Q5-Q8、电流源I4-I6、电容C4和电阻R3-R6；

所述电阻R3和R4的一端、所述NPN晶体管Q7和Q8的集电极同时连接电源电压VDD；所述电流源I4、I5和I6的负端同时连接地；所述NPN晶体管Q5和Q6的基极分别连接同相信号输入端VP和反相信号输入端VN；所述电阻R3的另一端同时连接所述NPN晶体管Q5和Q7的基极；所述电阻R4的另一端同时连接所述NPN晶体管Q6的集电极和所述NPN晶体管Q8的基极；所述NPN晶体管Q5的发射极同时连接所述电阻R5的一端和所述电流源I4的正端；所述NPN晶体管Q6的发射极同时连接所述电阻R6的一端和所述电流源I5的正端；所述电阻R5的另一端连接所述电容C4的一端；所述电阻R6的另一端连接所述电容C4的另一端；所述NPN晶体管Q7和Q8的发射极共同连接所述电流源I6的正端。

优选的，所述均衡器包括NPN晶体管Q9-Q10、电流源I7-I8、电容C6-C8、电感L1-L2和电阻R7-R9，其中所述电阻R9为高频控制信号控制的可变电阻；

所述电感L1、L2的一端同时连接电源电压VDD；所述电流源I7、I8的负端和所述电容C7、C8的一端同时连接地；所述NPN晶体管Q9和Q10的基极分别连接同相信号输入端VP和反相信号输入端VN；所述电感L1的另一端连接所述电阻R7的一端；所述电感L2的另一端连接所述电阻R8的一端；所述电阻R7的另一端同时连接所述NPN晶体管Q9的集电极和所述电容C7的另一端；所述电阻R8的另一端同时连接所述NPN晶体管Q10的集电极和所述电容C8的另一端；所述NPN晶体管Q9的发射极同时连接所述电容C6的一端、所述电阻R9的一端和所述电流源I7的正端；所述NPN晶体管Q10的发射极同时连接所述电容C6的另一端、所述电阻R9的另一端和所述电流源I8的正端。

优选的，所述环路调节器包括尾电流电路和偏置电流电路，其中所述尾电流电路的输出端输出尾电流I

优选的，所述尾电流电路包括NPN晶体管Q11-Q12、电感L3-L4和电阻R10-R11；所述偏置电流电路包括低频控制信号控制的可变电流源I11；

所述电感L3、L4的一端同时连接电源电压VDD；所述NPN晶体管Q11和Q12的基极分别连接同相信号输入端VP和反相信号输入端VN；所述电感L3的另一端连接所述电阻R10的一端；所述电感L4的另一端连接所述电阻R11的一端；所述电阻R10的另一端连接所述NPN晶体管Q11的集电极；所述电阻R11的另一端连接所述NPN晶体管Q12的集电极；所述NPN晶体管Q11、Q12的发射极共同输出所述尾电流I

优选的，所述环路调节器还包括负电容电路，所述负电容电路用于扩展输出信号的带宽。

优选的，所述负电容电路包括NPN晶体管Q13、Q14、电流源I9、I10和电容C9；

所述电流源I9、I10的负端同时连接地；所述NPN晶体管Q13的集电极和所述NPN晶体管Q14的基极共同连接所述电阻R10的另一端；所述NPN晶体管Q14的集电极和NPN晶体管Q13的基极共同连接所述电阻R11的另一端；所述NPN晶体管Q13的发射极同时连接所述电容C9的一端和所述电流源I9的正端；所述NPN晶体管Q14的发射极同时连接所述电容C9的另一端和所述电流源I10的正端。

优选的，所述环路调节器还包括容性负载CL，所述容性负载CL为高频控制信号控制的可变负载，所述容性负载CL的一端连接所述电阻R10的另一端。

本申请提出了一种基于功率比较的双环路自适应均衡器电路，采用数字控制信号作为高频/低频控制信号，在降低控制电路功耗的同时也提高了控制精度的稳定性，不受外界因素影响；相较于传统的基于频谱均衡的自适应均衡方法，本申请通过两个相同的功率检测器检测信号在相同频段下的功率的差异来调整均衡器的均衡能力，取代了传统方法将平衡频率f

附图说明

包括附图以提供对实施例的进一步理解并且附图被并入本说明书中并且构成本说明书的一部分。附图图示了实施例并且与描述一起用于解释本申请的原理。将容易认识到其它实施例和实施例的很多预期优点，因为通过引用以下详细描述，它们变得被更好地理解。附图的元件不一定是相互按照比例的。同样的附图标记指代对应的类似部件。

图1是传统的基于频谱均衡的自适应均衡器的电路框架图；

图2是传统的基于斜率检测的自适应均衡器的电路框架图；

图3是根据本申请实施例的基于功率比较的双环路自适应均衡器的电路框架图

图4是根据本申请一个具体实施例的基于功率比较的双环路自适应均衡器的电路框架图；

图5是根据本申请一个具体实施例的功率检测器的电路图；

图6是根据本申请一个具体实施例的均衡器的电路图；

图7是根据本申请一个具体实施例的均衡器的频率特性响应曲线图；

图8是根据本申请一个具体实施例的环路调节器的电路图；

图9是根据本申请一个具体实施例的环路调节器未加容性负载补偿的输出频域响应曲线；

图10是根据本申请一个具体实施例的环路调节器加入容性负载补偿的输出频域响应曲线；

图11是根据本申请一个具体实施例的基于功率比较的双环路自适应均衡器的自适应均衡控制流程图。

图中各编号的含义：1、均衡器；2、调节电路；21、限幅器；22、环路调节器；221、尾电流电路；222、负电容电路；223、容性负载电路；224、偏置电流电路；3、输出缓冲器；4、高频自适应环路；41、第一功率检测器；411、低频功率检测器；4111、低频带通滤波器；4112、低频整流器；412、高频功率检测器；4121、高频带通滤波器；4122、高频整流器；42、高频比较器；43、高频数字控制器；5、低频自适应环路；51、第二功率检测器；52、低频比较器；53、低频数字控制器。

具体实施方式

下面将详细描述本申请的各个方面的特征和示例性实施例，为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细描述。应理解，此处所描述的具体实施例仅被配置为解释本申请，并不被配置为限定本申请。对于本领域技术人员来说，本申请可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本申请的示例来提供对本申请更好的理解。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括......”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

传统的自适应均衡方法有以下两种，具体的：

第一种是基于频谱均衡的自适应均衡方法，图1示出了传统的基于频谱均衡的自适应均衡器的电路框架图，如图1所示，包括均衡器、低通滤波器、高通滤波器、输出缓冲器、第一整流器、第二整流器和电压/电流转换器。数据流进入均衡器的输入端；均衡器的输出端同时连接低通滤波器的输入端、高通滤波器的输入端和输出缓冲器的输出端；低通滤波器的输出端连接第一整流器的输入端；高通滤波器的输出端连接第二整流器的输入端；第一整流器和第二整流器分别连接电压/电流转换器的两个输入端；电压/电流转换器的输出端连接均衡器的控制端。

基于频谱均衡的自适应均衡方法，其核心思想是在频域上对数据流的功率分析。

利用一个平衡频率f

然而，实际上频域功率分析的是线性均衡器输出数据流的频谱密度函数S

第二种是基于斜率检测的自适应均衡方法，图2示出了传统的基于斜率检测的自适应均衡器的电路框架图，如图2所示，包括均衡器、限幅器、输出驱动器、第一斜率检测器、第二斜率检测器和积分器。数据流进入均衡器的输入端；均衡器的输出端同时连接限幅器的输入端和第一斜率检测器的输出端；限幅器的输出端同时连接输出驱动器的输入端和第二斜率检测器的输入端；第一斜率检测器和第二斜率检测器同时分别连接积分器的两个输入端；积分器的输出端连接均衡器的控制端。

基于斜率检测的自适应均衡方法，其核心思想是在时域上对数据跳变沿的斜率分析，利用一个限幅器产生一个具有斜率的输出信号(已知该斜率为理想信号的斜率)，并将其作为线性均衡器的输出信号的参考，通过比较限幅器和线性均衡器的输出信号斜率的差异并将其转换成模拟控制信号，来调整均衡器的均衡能力，最终使线性均衡器的输出信号的斜率与限幅器输出信号的斜率一致，从而达到最优补偿。然而，这种方法是通过检测时域上的信号斜率来实现自适应均衡，这会面对偏移敏感性能的问题。更糟糕的是，在高速传输速率下，斜率检测器的节点寄生电容会严重限制斜率检测的精度。

因此，本申请旨在提供一种不易受外界影响、自适应均衡能力较好的自适应均衡器电路。

本申请提出了一种基于功率比较的双环路自适应均衡器电路。图3示出了根据本申请实施例的基于功率比较的双环路自适应均衡器的电路框架图，图4示出了根据本申请一个具体实施例的基于功率比较的双环路自适应均衡器的电路框架图，如图3、图4所示，包括均衡器1、调节电路2、输出缓冲器3、高频自适应环路4和低频自适应环路5。其中调节电路2包括限幅器21和环路调节器22；高频自适应环路4包括第一功率检测器41、高频比较器42和高频数字控制器43；低频自适应环路5包括第二功率检测器51、低频比较器52和低频数字控制器53；第一功率检测器41和第二功率检测器51均包括带通滤波器(高通、低通)和整流器(高通、低通)。其中均衡器1、限幅器21和输出缓冲器3共同构成一个主路径；高频自适应环路4和低频自适应环路5共同构成了一个反馈路径。

具体的，均衡器1的输入端输入数据流，本实施例中，数据流也可以是差分数据流。以差分数据流为例，差分数据流进入均衡器1的差分输入端；均衡器1的差分输出端同时连接限幅器21的差分输入端和第一功率检测器41的差分输入端；限幅器21的差分输出端同时连接输出缓冲器3的差分输入端和环路调节器22的差分输入端；环路调节器22的差分输出端连接第二功率检测器51的差分输入端；第一功率检测器41的高频功率输出端P

本实施例中，由于限幅器21的放大作用，均衡器1和限幅器21输出的低频功率的差异会影响高频自适应环路4的控制精度。因此，在限幅器21后增加一个环路调节器22，低频自适应环路5通过第一功率检测器41和第二功率检测器51来检测均衡器1和环路调节器22的输出信号在同个低频段下的功率，并通过低频比较器52来比较它们的功率差异，发送低频使能信号EN-LF到低频数字控制器53，低频数字控制器53根据低频使能信号的“0”或“1”来控制五位寄存器的增减，最后发送低频控制信号LF signal[4:0]来调整环路调节器22输出信号的低频功率，使其跟随均衡器1输出信号的低频功率，保证在每一次高频自适应环路4工作时，两个比较信号的低频功率都是相同的。

由于均衡器1和限幅器21都产生具有sinc

其中P

本实施例中，在限幅器21后增加一个环路调节器22，环路调节器22同样可以产生具有sinc

其中P

需要说明的是，本实施例中，令均衡器1输出信号的低频功率与环路调节器22输出信号的低频功率趋于相同的调节方式为：调节环路调节器22输出信号的低频功率主动靠近均衡器1输出信号的低频功率。令均衡器1输出信号的高频功率与环路调节器22输出信号的高频功率趋于相同的调节方式为：同时调节环路调节器22输出信号的高频功率和均衡器1输出信号的高频功率，使两者互相靠近。但本领域技术人员应该理解的是，令均衡器1输出信号的高或低频功率与环路调节器22输出信号的高或低频功率趋于相同的方式分别有3种：1、均衡器1输出信号的高或低频功率主动靠近环路调节器22输出信号的高或低频功率；2、环路调节器22输出信号的高或低频功率主动靠近均衡器1输出信号的高或低频功率；3、均衡器1输出信号的高或低频功率与环路调节器22输出信号的高或低频功率同时主动互相靠近。因此，令均衡器1输出信号的高频功率和低频功率分别与环路调节器22输出信号的高频功率和低频功率趋于相同的方式有：3×3＝9种

图5示出了根据本申请一个具体实施例的功率检测器的电路图，如图5所示，第一功率检测器41和第二功率检测器51结构一致，其均包括一个低频功率检测器411和一个高频功率检测器412。

具体的，低频功率检测器411包括一个低频带通滤波器4111和一个低频整流器4112，低频带通滤波器4111包括NPN晶体管Q1-Q4、电流源I1-I3、电容C1-C2和电阻R1-R2；低频整流器4112包括电容C3。

电阻R1和R2的一端、NPN晶体管Q3和Q4的集电极同时连接电源电压VDD；电流源I1、I2和I3的负端、电容C3的一端同时连接地；NPN晶体管Q1和Q2的基极分别连接同相信号输入端VP和反相信号输入端VN；电阻R1的另一端同时连接NPN晶体管Q1的集电极、电容C1的一端和NPN晶体管Q3的基极；电阻R2的另一端同时连接NPN晶体管Q2的集电极、电容C1的另一端和NPN晶体管Q4的基极；NPN晶体管Q1的发射极同时连接电容C2的一端和电流源I1的正端；NPN晶体管Q2的发射极同时连接电容C2的另一端和电流源I2的正端；NPN晶体管Q3和Q4的发射极共同连接电容C3的一端和电流源I3的正端，并作为输出端。

信号输入时，通过低频带通滤波器4111截取信号低频段的能量，并经过低频整流器4112的滤波电容C

高频功率检测器412包括一个高频带通滤波器4121和一个高频整流器4122，高频带通滤波器4121包括NPN晶体管Q5-Q8、电流源I4-I6、电容C4和电阻R3-R6；高频整流器4122包括电容C5。

电阻R3和R4的一端、NPN晶体管Q7和Q8的集电极同时连接电源电压VDD；电流源I4、I5和I6的负端、电容C5的一端同时连接地；NPN晶体管Q5和Q6的基极分别连接同相信号输入端VP和反相信号输入端VN；电阻R3的另一端同时连接NPN晶体管Q5和Q7的基极；电阻R4的另一端同时连接NPN晶体管Q6的集电极和NPN晶体管Q8的基极；NPN晶体管Q5的发射极同时连接电阻R5的一端和电流源I4的正端；NPN晶体管Q6的发射极同时连接电阻R6的一端和电流源I5的正端；电阻R5的另一端连接电容C4的一端；电阻R6的另一端连接电容C4的另一端；NPN晶体管Q7和Q8的发射极共同连接电容C5的一端和电流源I6的正端，并作为输出端。

信号输入时，通过高频带通滤波器4121截取信号高频段的能量，并经过高频整流器4122的滤波电容C

图6示出了根据本申请一个具体实施例的均衡器的电路图，如图6所示，均衡器1包括NPN晶体管Q9-Q10、电流源I7-I8、电容C6-C8、电感L1-L2和电阻R7-R9，其中电阻R9为高频控制信号HF signal[3:0]控制的可变电阻。

电感L1、L2的一端同时连接电源电压VDD；电流源I7、I8的负端和电容C7、C8的一端同时连接地；NPN晶体管Q9和Q10的基极分别连接同相信号输入端VP和反相信号输入端VN；电感L1的另一端连接电阻R7的一端；电感L2的另一端连接电阻R8的一端；电阻R7的另一端同时连接NPN晶体管Q9的集电极和电容C7的另一端；电阻R8的另一端同时连接NPN晶体管Q10的集电极和电容C8的另一端；NPN晶体管Q9的发射极同时连接电容C6的一端、电阻R9的一端和电流源I7的正端；NPN晶体管Q10的发射极同时连接电容C6的另一端、电阻R9的另一端和电流源I8的正端。其中，电容C7和C8的另一端作为输出端。

本实施例中的均衡器1采用射极退化结构，其传递函数为：

通过高频控制信号HF signal[3:0]控制可变电阻R9中MOS管的通断，来实现对射极电阻R

图7示出了根据本申请一个具体实施例的均衡器的频率特性响应曲线图，如图7所示，随着高频控制信号HF signal的增加，射极电阻阻值逐渐减小，升压因子变小；随着高频控制信号的减小，射极电阻阻值逐渐增大，升压因子变大。本申请的均衡器1具有足够大的线性度，其输出信号的摆幅|V

由于射极电阻的变化改变均衡器的低频增益，导致均衡器1输出信号的摆幅也跟着改变。

图8示出了根据本申请一个具体实施例的环路调节器的电路图，如图8所示，环路调节器22包括尾电流电路221、负电容电路222、容性负载电路223和偏置电流电路224。其中，尾电流电路221作为环路调节器22的主电路在输出端输出尾电流I

具体的，尾电流电路221包括NPN晶体管Q11-Q12、电感L3-L4和电阻R10-R11；负电容电路222包括NPN晶体管Q13、Q14、电流源I9、I10和电容C9；容性负载电路223包括容性负载CL；偏置电流电路224包括低频控制信号LF Signal[4:0]控制的可变电流源I11。

电感L3、L4的一端同时连接电源电压VDD；电流源I9、I10、I11的负端同时连接地；同相信号输入端VP连接NPN晶体管Q11的基极；反相信号输入端VN连接NPN晶体管Q12的基极；电感L3的另一端连接电阻R10的一端；电感L4的另一端连接电阻R11的一端；电阻R10的另一端同时连接NPN晶体管Q11的集电极、NPN晶体管Q13的集电极、NPN晶体管Q14的基极和容性负载CL的一端；电阻R11的另一端同时连接NPN晶体管Q12的集电极、NPN晶体管Q14的集电极、NPN晶体管Q13的基极和容性负载CL的另一端；NPN晶体管Q13的发射极同时连接电容C9的一端和电流源I9的正端；NPN晶体管Q14的发射极同时连接电容C9的另一端和电流源I10的正端；NPN晶体管Q11、Q12的发射极共同连接可变电流源I11的正端。其中，容性负载CL的两端作为输出端。

本实施例中，由于环路调节器22前一级的限幅器21具有较大增益，会将信号放大至限幅状态。因此环路调节器22的输入也为限幅信号，其输出信号摆幅由负载

通过低频控制信号LF signal[4:0]控制偏置电流电路224中MOS管的通断，来实现对环路调节器22尾电流I

由于环路调节路径中存在电感和负电容效应，环路调节路径的频率响应中出现了高频增益峰值(△Gain)。随着均衡器1通过提高射极电阻的阻值来增加升压因子以补偿高频信道衰减时，高频增益峰值将增加，环路调节器22输出信号的高频分量作为高频自适应回路4的参考是过补偿的。具体的，图9示出了根据本申请一个具体实施例的环路调节器未加容性负载补偿的输出频域响应曲线，如图9所示。

为了解决这一问题，本实施例在环路调节器22的输出端增加了一个由高频控制信号HF signal[3:0]控制的容性负载CL，以保证在所有均衡条件下都能得到最佳的高频响应，但这种设计会牺牲一定的带宽。具体的，图10示出了根据本申请一个具体实施例的环路调节器加入容性负载补偿的输出频域响应曲线，如图10所示。

基于上述的基于功率比较的双环路自适应均衡器电路，本实施例还提供了一种均衡方法。

图11示出了根据本申请一个具体实施例的基于功率比较的双环路自适应均衡器的自适应均衡控制流程图，如图11所示，其包括两个自适应环路：低频自适应环路和高频自适应环路。

低频自适应环路是通过一个5位寄存器发送低频控制信号LF signal[4:0]来控制环路调节器的输出信号的低频功率P

高频自适应环路是通过一个4位寄存器发送高频控制信号HF signal[3:0]来同时控制均衡器的输出信号的高频功率P

同时，为了避免两个自适应环路相互冲突导致无法收敛到合适的位置，低频自适应环路和高频自适应环路采用不同的时钟来错开两个自适应环路。在本实施例中，高频自适应环路每工作一次，低频自适应环路工作十六次。

本申请提出了一种基于功率比较的双环路自适应均衡器电路，采用数字控制信号作为高频/低频控制信号，在降低控制电路功耗的同时也提高了控制精度的稳定性，不受外界因素影响；相较于传统的基于频谱均衡的自适应均衡方法，本申请通过两个相同的功率检测器检测信号在相同频段下的功率的差异来调整均衡器的均衡能力，取代了传统方法将平衡频率f

显然，本领域技术人员在不偏离本申请的精神和范围的情况下可以作出对本申请的实施例的各种修改和改变。以该方式，如果这些修改和改变处于本申请的权利要求及其等同形式的范围内，则本申请还旨在涵盖这些修改和改变。词语“包括”不排除未在权利要求中列出的其它元件或步骤的存在。某些措施记载在相互不同的从属权利要求中的简单事实不表明这些措施的组合不能被用于获利。权利要求中的任何附图标记不应当被认为限制范围。